XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU  

Współorganizatorzy: POLITECHNIKA CZĘSTOCHOWSKA, WYDZIAŁ ELEKTRYCZNY WOJSKOWY INSTYTUT MEDYCZNY POLSKO-JAPOŃSKA AKADEMIA TECHNIK KOMPUTEROWYCH POLSKI KOMITET NARODOWY MIĘDZYNARODOWEJ UNII NAUK RADIOWYCH

XXV SYMPOZJUM ŚRODOWISKOWE PTZE

ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I MEDYCYNIE WIELICZKA, 28 czerwca – 1 lipca 2015

1

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

Sympozjum zorganizowano przy finansowej pomocy Ministerstwa Nauki i Szkolnictwa Wyższego

© Copyright by Polskie Towarzystwo Zastosowań Elektromagnetyzmu Warszawa 2015

ISBN 83-88131-99-0

2

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU  

XXV SYMPOZJUM ŚRODOWISKOWE

ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I MEDYCYNIE WIELICZKA, 28 czerwca – 1 lipca 2015 r.

Komitet naukowy Przewodniczący Romuald Kotowski Członkowie Barbara Atamaniuk Karol Bednarek Liliana Byczkowska-Lipińska Katarzyna Ciosk Ivo Dolezel Andrzej Krawczyk Roman Kubacki Miklos Kuczman Jerzy Paweł Nowacki Lidija Petkovska Anna Pławiak-Mowna Wanda Stankiewicz-Szymczak Bojan Stumberger Mitsuhiko Toho Andrzej Wac-Włodarczyk Joanna Wyszkowska Mykhaylo Zagirnyak

Komitet organizacyjny Przewodnicząca Ewa Korzeniewska Członkowie Agnieszka Byliniak Piotr Murawski Ewa Łada-Tondyra Przemysław Syrek

3

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

4

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

PROGRAM XXV SYMPOZJUM PTZE Wieliczka 2015

PROGRAMME OF 25th SYMPOSIUM PSAE Wieliczka 2015

NIEDZIELA / SUNDAY (28.06.2015) 16:00 – Rejestracja uczestników / Registration 19:00 – Kolacja / Dinner

PONIEDZIAŁEK / MONDAY (29.06.2015) OTWARCIE / OPENING SESSION 8:45 – 9:00 SESJA PLENARNA / PLENARY SESSION (Chair: Antoni Cieśla, Romuald Kotowski) 1.

Mitsuhiko Toho Doniesienia na temat chorób po wybuchu bomb atomowych w Hiroszimie i Nagasaki 70 lat po drugiej wojnie światowej. Early reports on atomic bomb diseases in Hiroshima and Nagasaki – 70 years after the second world war.

2.

Witold Sygocki, Ewa Korzeniewska Reprezentacja zagadnień elektromagnetyzmu i bezpieczeństwa pracy w przestrzeni sieciowej. Representatives of electromagnetic and occupational safety in the World Wide Web.

SESJA I 9:30 – 11:00 KOMPATYBILNOŚĆ ELEKTROMAGNETYCZNA /ELECTROMAGNETIC COMPABILITY (Chair: Anna Pławiak-Mowna, Bojan Stumberger) 1.

Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Paweł Bieńkowski, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz Miniaturowa bezechowa komora klimatyczna do ekspozycji hodowli komórkowych na pole elektromagnetyczne. The miniature anechoic climate chamber for cell culture exposure to electromagnetic fields.

5

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 2.

Roman Kubacki, Rafał Przesmycki, Marek Kuchta Własności absorpcyjno-refleksyjne ferrytu Ni-Zn w zakresie mikrofalowym. The absorptive-reflective properties of the Ni-Zn ferrite at microwaves.

3.

Paweł A Mazurek, Krzysztof Bernacki, Artur Noga Analiza tła elektromagnetycznego w środowisku zurbanizowanym. Analysis of background electromagnetic radiation in the urban environment.

4.

Andrzej Wac-Włodarczyk, Andrzej Kaczor Przyczyny nieprawidłowego odbioru naziemnej telewizji cyfrowej DVB-T. Causes of invalid reception of DVB-T.

5.

M Zagirnyak, O Chornyi, V Nikiforov, O Skakun, K Panchenko Eksperymentalne badania kompatybilności systemów elektromechanicznych i biologicznych. Experimental research of electromechanical and biological systems compatibility.

11:00 – 11:30 – Przerwa na kawę / Coffee break

S E S J A II 11:30 – 13:30 ELEKTROMAGNETYZM OBLICZENIOWY / COMPUTATIONAL ELECTROMAGNETICS (Chair: Lidija Petkovska, Mitsuhiko Toho) 1. Krzysztof Chwastek Agresywna kolonia chwastów jako biomimetyczna metoda optymalizacji globalnej. Aggressive weed colony as biomimetic global optimization method. 2.

Gergely Friedl, Miklós Kuczmann Identyfikacja parametrów skalarnego modelu histerezy Jilesa i Athertona w oparciu o algorytm metaheurystyczny. Identification of scalar Jiles-Atherton hysteresis model parameters with a new particle behavior based metaheuristic algorithm.

3.

Miklós Kuczmann Dynamiczny model histerezy magnetycznej oparty na modelu Preisacha: pomiary, identyfikacja i zastosowanie. Dynamic vector Preisach hysteresis modeling: measurement, identification and application.

4.

Dániel Marcsa, Miklós Kuczmann Sterowanie systemami dynamicznymi z wykorzystaniem elementów skończonych. Control of a finite element based dynamic system.

5.

Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako Uproszczone wzory do obliczania zmodyfikowanych parametrów dla impedancyjnych warunków brzegowych na powierzchniach ekranowanych. Simplified formulas for calculating of the modified parameters for impedance boundary conditions on the shielded surfaces.

6

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 6.

Bartosz Sawicki, Artur Krupa Analiza zmienności problemu polowego przy wykorzystaniu technologii chmurowych. Cloud computing system for scatter analyse of current field simulations.

13:30 – Obiad / Lunch

S E S J A III 14:30 – 16:00 POSTER SESSION I (Chair: Katarzyna Ciosk, Sebastian Seme) 1.

Karol Bednarek Skalowanie czasu pracy autonomicznej w systemach zasilania gwarantowanego. Scaling of time of autonomous work in guaranteed power supply systems.

2.

Paweł Bieńkowski, Paweł Cała, Bartłomiej Zubrzak Zmiany trendów natężenia PEM od stacji bazowych telefonii komórkowej na podstawie pomiarów monitoringowych. Changes in trends of PEM intensity from the mobile communication base stations based on monitoring measurements.

3.

Lech Borowik, Adrian Barasiński Model cieplny instalacji elektrycznej w budownictwie energooszczędnym. The thermal model of the electrical installation in energy-efficient building industry.

4.

Borys Borowik Ściskanie wsadów rurowych w procesie elektrodynamicznego formowania metali – analiza numeryczna. Compression of tubular dunks in electrodynamic process metal forming – numerical analysis.

5.

Anton Bukariev, Viktor Liesnoi Bezdotykowa metoda pomiaru temperatury w szybkich procesach. Contactless method of measurement of temperature at fast processes.

6.

Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak Zastosowanie komitetów klasyfikatorów w procesie klasyfikacji danych pozyskanych za pomocą urządzeń diagnostyki medycznej. The use of classifiers committees in the process of classification of data obtained via medical diagnostic equipment.

7.

Magdalena Chlewicka, Paweł Witkowski, Andrzej Krawczyk, Marek Kurkowski Optymalizacja widma opraw LED w zastosowaniach drogowych. Optimize of spectrum of LED luminaires in road applications.

8.

Antoni Cieśla, Mikołaj Skowron, Przemysław Syrek, Wojciech Kraszewski Wykorzystanie pola magnetycznego do wzbogacenia powietrza. Usage of magnetic field to enrichment of air.

7

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 9.

  10.

Andriy Czaban, Marek Lis, Andrzej Gastołek, Jarosław Sosnowski Modelowanie matematyczne pracy generatorów indukcyjnych w złożonych układach energetycznych. Mathematical modeling work of induction generators in composite energy systems. Paweł Czaja Środki ochrony przeciwporażeniowej w instalacjach fotowoltaicznych. Means of protection in the solar installations.

11.

Paweł Czaja, Andrzej Jąderko Skuteczność działania zabezpieczeń przeciwporażeniowych RCD w układach napędowych z falownikiem napięcia PWM. Operation effectiveness of residual current protective devices in electrical drives with PWM voltage inverter.

12.

Paweł Drzymała, Henryk Welfle Wyznaczanie parametrów składowych przejściowych momentu elektromagnetycznego silnika indukcyjnego klatkowego dla stanu zwarcia dwufazowego. Determination of parameters components of electromagnetic torque for squirrel-cage induction motor for two-phase short circuit condition.

13.

Paweł Drzymała, Henryk Welfle Weryfikacja eksperymentalna przebiegu momentu dla potrzeb wyznaczania parametrów silnika indukcyjnego klatkowego dla stanu zwarcia dwufazowego. Experimental verification of torque for needs of determining the parameters components of squirrel-cage induction motor at a two-phase short circuit condition.

14.

Agnieszka Duraj, Ewa Korzeniewska, Andrzej Krawczyk Classification algorithms to identify changes in resistance. Zastosowanie algorytmów klasyfikacji danych do identyfikacji zmian rezystancji.

15.

Marek Gała Ocena wpływu pracy turbiny wiatrowej FL MD 77 na jakość energii elektrycznej w węźle przyłączenia w sieci dystrybucyjnej średniego napięcia. Impact assessment of wind turbine FL MD 77 work on the quality of electricity in a joining node to medium voltage distribution network.

16.

Andrey Grishkevich Modele symulacyjne do szacowania wskaźników niezawodności strukturalnej systemów elektroenergetycznych. Simulation models for estimating indicators of structural power systems reliability.

17.

Barbara Grochowicz, Katarzyna Ciosk, Romuald Kotowski Zastosowanie zasady stacjonarnego działania w analizie linii długiej. Application of stationary action principle to long line problem.

18.

Wiktor Hudy, Henryk Noga Wpływ różnych rodzajów zakłóceń sygnałów wejściowych regulatorów typu PI w systemie kontroli z silnikiem indukcyjnym na początkową wartość prędkości obrotowej. Influence of various types of interference of entry signals of regulators type pi in field oriented control system with induction motor on initial rotational speed.

8

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 19.

Andrzej Jąderko Badania symulacyjne układu sterowania turbiną wiatrową z generatorem indukcyjnym. Simulations of the control scheme for stall regulated wind turbine with induction generator.

20.

Andrzej Jąderko, Maciej Swadowski, Krzysztof Zygoń Wydajne metody chłodzenia małogabarytowych przekształtników o wysokiej gęstości mocy. Effective Methods of the Small-Size High Power Density Converters Cooling.

21.

Adam Jakubas Badania i pomiary wybranych parametrów elektrycznych tekstylnych linii sygnałowych naniesionych metodą maszynową. Testing and measurements of selected electrical parameters of signal lines deposited via textile machine method.

22.

Beata Jakubiec Napęd pojazdu elektrycznego z wielofazowym silnikiem bezszczotkowym z magnesami trwałymi. Multiphase brushless permanent magnet motor drive for electric vehicle.

23.

Michał Jagusiak, Tomasz Dróżdż, Piotr Nawara Stanisław Lis, Paweł Kiełbasa, Paulina Wrona, Krzysztof Nęcka, Maciej Oziembłowski Kompatybilność elektromagnetyczna w pomiarach energii elektrycznej. Electromagnetic compatibility in the measurement of electricity.

24.

Anna Kalisz, Dariusz Adamiec, Iva Pavlova-Marciniak, Krzysztof Chwastek Eko-innowacyjne rozwiązania w zakresie wykorzystania biomasy w GDF Suez Połaniec. Eco-innovative solutions for the use of biomass in GDF Suez Połaniec.

25.

Leszek Kasprzyk, Karol Bednarek Dobór hybrydowego zasobnika energii do pojazdu elektrycznego. The selection of hybrid energy storage for the electric vehicle.

26.

Grzegorz Komarzyniec Wpływ wartości prądu krytycznego uzwojenia transformatora HTS na czas zaniku prądu włączania. Effect of critical current HTS transformer winding on failure time of switching current.

27.

Mariusz Korkosz, Danuta Pliś Wpływ klinów magnetycznych na właściwości trójfazowego silnika indukcyjnego małej mocy. The influence of magnetic wedges on the properties of the three-phase low power induction motor.

28.

Ewa Korzeniewska, Piotr Murawski, Andrzej Krawczyk, Ryszard Pawlak Detekcja defektów cienkich struktur elektroprzewodzących z wykorzystaniem termografii. Defect detection in electroconductive thin layers via thermography method.

29.

Marek Kurkowski, Paweł Cieślak, Jarosław Mirowski, Tomasz Popławski, Andrzej Jąderko Analiza zawartości harmonicznych w instalacji elektrycznej obiektu biurowo-technologicznego. The analysis of numer of harmoncs in electric installation in the office and technical object.

9

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 30.

Marek Kurkowski, Jarosław Mirowski, Tomasz Popławski, Marian Pasko, Tadeusz Białoń Analiza metodologii wyznaczania składowych energii elektrycznej. The analysis of methodology of determination of electrical energy components.

31.

Ewa Łada-Tondyra, Andrzej Krawczyk, Arkadiusz Miaskowski Pole elektromagnetyczne aplikatorów szpulowych – weryfikacja modelu. The electromagnetic field of spool applicators – verification of the model.

32.

Zygmunt Piątek, Bernard Baron, Paweł Jabłoński, Tomasz Szczegielniak, Dariusz Kusiak, Artur Pasierbek Ocena numeryczno-analityczna pola magnetycznego wokół układu szyn zasilania o prostokątnym przekroju poprzecznym. Numerical-Analytical evaluation of magnetic field around a power busbar system of rectangular cross section.

33.

Bartłomiej Zubrzak, Jarosław Emilianowicz, Paweł Bieńkowski Układ wzorcowego pola elektromagnetycznego z kształtowaniem obwiedni. Electromagnetic field standard setup with envelope shaping.

34.

Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako Zastosowanie metody macierzy przejścia do obliczania powierzchniowej impedancji falowej w elektrodynamicznych układach warstwowych. The application of transfer matrix method for calculating of the surface wave impedance in electro-tiered systems.

16:15 – Wycieczka do kopalni / Sightseeing of salt mine 19:30 – Kolacja grillowa / Barbecue dinner

WTOREK / TUESDAY (30.06.2015)

S E S J A IV 9:00 – 10:30 ELEKTROMAGNETYZM W MEDYCYNIE I / ELECTROMAGNETISM IN MEDICINE I III SESJA SPECJALNA POLSKIEGO KOMITETU SEP DS. ZASTOSOWAŃ POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W MEDYCYNIE (Chair: Andrzej Krawczyk, Aleksander Sieroń) 1.

Andrzej Krawczyk, Piotr Murawski Równania Maxwella – 150 lat cywilizacji elektromagnetyzmu. Maxwell's equations – 150 years of civilization electromagnetism.

10

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 2.

Karol Aniserowicz Niedoskonałości modeli matematycznych zamiany energii pola elektromagnetycznego na ciepło w tkankach. Imperfections of mathematical models of electromagnetic field energy conversion to heat in the tissues.

3.

Antoni Cieśla, Mikołaj Skowron, Wojciech Kraszewski, Przemysław Syrek Uproszczony model do szacowania prądów wirowych w ciele człowieka. Simplified model to the estimation of the eddy currents within the human body.

4.

Grzegorz Cieślar, Paweł Sowa, Aleksander Sieroń Wpływ stałego pola elektrycznego generowanego w otoczeniu linii przesyłowych wysokiego napięcia prądu stałego na stężenie wybranych hormonów we krwi szczurów. Influence of strong static electric field generated nearby High Voltage Direct Current transmission lines on the concentration of selected hormones in blood of rats.

5.

Łukasz Januszkiewicz, Sławomir Hausman Modelowanie efektów termicznych z wykorzystaniem metody FDTD przy uwzględnieniu perfuzji krwi. Modelling of the thermal effects by means of the FDTD method with blood perfusion including.

10:30 – 11:30 – Przerwa na kawę / Coffee break

Zebranie Plenarne Członków Polskiego Komitetu SEP ds. Zastosowań Pola Elektromagnetycznego w Medycynie

SESJAV 11:30 – 13:00 ELEKTROMAGNETYZM W MEDYCYNIE II / ELECTROMAGNETISM IN MEDICINE II III SESJA SPECJALNA POLSKIEGO KOMITETU SEP DS ZASTOSOWAŃ POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W MEDYCYNIE (Chair: Grzegorz Cieślar, Andrzej Wac-Włodarczyk) 1.

Maciej Łopucki, Agnieszka Grafka, Piotr Bijak Prezentacja modeli doświadczalnych w warunkach in vitro i in vivo wykorzystanych w badaniach własnych na temat oddziaływania zmiennego jednorodnego sinusoidalnego pola elektromagnetycznego o niskiej indukcji magnetycznej na ludzkie tkanki prowadzone w latach 2001-2014. Presentation of the experimental models under in vitro and in vivo conditions used in our study on the effect of variable homogenous sinusoidal magnetic field of low magnetic induction on human tissue conducted in years 2001-2014.

2.

Arkadiusz Miaskowski, Bartosz Sawicki Model numeryczny eksperymentu hipertermii płynu magnetycznego na bazie systemu MAGNETHERMTM. Numerical model of magnetic fluid hyperthermia experiment based on MAGNETHERMTM system.

11

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 3.

Piotr Murawski, Andrzej Krawczyk, Andrzej Kowalski, Bolesław Kalicki, Józef Mróz, Agnieszka Iwaniszczuk Nowe podejście do projektowania urządzeń używanych w terapii polem elektromagnetycznym – wyniki projektu TeleMedNet II. A new approach to designing devices used in electromagnetic field therapy – the results of the TeleMedNet II project.

4.

Karolina Sieroń-Stołtny, Grzegorz Cieślar, Paweł Sowa, Aleksander Sieroń Wpływ pola elektromagnetycznego wysokiej częstotliwości generowanego przez telefon komórkowy na równowagę prooksydacyjno-antyoksydacyjną żołądka szczurów. Influence of high frequency electromagnetic field generated by mobile phone on prooxidant/antioxidant balance of stomach of rats.

5.

Artur Wdowiak, Paweł A. Mazurek Wpływ fal elektromagnetycznych na rozród człowieka. The impact of electromagnetic waves on human reproduction.

13:00 – Obiad / Lunch

S E S J A VI 14:00 – 15:30 POSTER SESSION II (Chair: Ewa Korzeniewska, Miklos Kuczman) 1.

Jacek Antos, Mariusz Basiak, Dawid Kręciwilk Wpływ fałszywych alarmów pożarowych na skuteczność pracy systemu monitoringu pożarowego. Influence of false fire alarms on the effectiveness of fire monitoring system.

2.

Katarzyna Ciosk, Roman Żyła Pole elektromagnetyczne stacji radiodyfuzyjnej w obszarze wielkomiejskim. Electromagnetic field of radiodiffusive station in the big city.

3.

Jerzy Filipiak, Sebastian Kostrzewa, Grzegorz Steczko Wykorzystanie czujników przyspieszenia z akustyczną falą powierzchniową w telemetrii błotnej. Using of acceleration sensors with surface acoustic wave in mud telemetry.

4.

Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek Badania laboratoryjne prototypu falownika szeregowego pracującego z trzecią harmoniczną Prototype testing laboratory working with serial inverter third harmonic

5.

Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek Zastosowanie łącza falowodowego o przekroju prostokątnym z przelotowym otworem poprzecznym do badania przenikalności elektrycznej ciał stałych Application a microwave waveguide of the rectangular cross section with transverse through hole for testing permittivity of solid materials

12

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 6.

Adam Jakubas, Ewa Łada-Tondyra, Monika Margol, Marcjan Nowak, Agnieszka Lipińska-Opałka Koncepcja tekstronicznego systemu do pomiarów funkcji życiowych małych dzieci The concept of textronic system for the monitoring of small children life functions

7.

Marcin Kowol, Janusz Kołodziej, Marian Łukaniszyn Badania symulacyjne przekładni magnetycznej. Investigation of the magnetic gear.

8.

Marek Kurkowski, Tomasz Popławski, Dariusz Kocjan, Sebastian Ślemp Monitoring parametrów elektrycznych układów sterowania instalacji oświetleniowej. Monitoring of electrical parameters of the lighting installation control systems.

9.

Stanisław Lis, Krzysztof Nęcka, Marcin Tomasik, Tomasz Dróżdż, Piotr Nawara, Paulina Wrona, Maciej Oziembłowski Identyfikacja właściwości dynamicznych pieca indukcyjnego w aspekcie projektowania układu sterowania. Identification of dynamic properties of the induction furnace in aspect of the control system designing.

10.

Oleksandr Makarchuk, Andrzej Rusek, Ihor Shchur Optymalizacja konstrukcji elektromagnetycznego przetwornika energii mechanicznej na energię cieplną. Optimizing of the construction of the electromagnetic transducer of mechanical energy into heat energy.

11.

Paweł Matuszczyk, Tomasz Popławski, Janusz Flasza Wpływ natężenia promieniowania słonecznego i temperatury modułu na wybrane parametry i moc znamionową paneli fotowoltaicznych. The influence of solar radiation and temperature of the module on some parameters and the rated power of photovoltaic panels.

12.

Paweł Matuszczyk, Tomasz Popławski, Janusz Flasza Rozwój energetyki prosumenckiej na przykładzie kogeneracji CHP. Prosumer energy development on the example of CHP cogeneration.

13.

Paweł A Mazurek, Artur Wdowiak Wykrywacze metalu – identyfikacja poziomu emisji elektromagnetycznej. Metal detectors – identification of electromagnetic emission level.

14.

Piotr Migo, Henryk Noga Uruchomienie półprzewodnikowej cewki Tesli – przykład projektu edukacyjnego. Start-up of TC semiconductor Tesla coil – an example of an educational project.

15.

Krzysztof Nęcka, Stanisław Lis, Tomasz Dróżdż, Piotr Nawara, Paulina Wrona, Maciej Oziembłowski Badania charakterystyki obciążenia prototypowego stanowiska laboratoryjnego do określania temperatur płynięcia popiołu. The study of load characteristics of prototype laboratory stand to determine the ash flow temperature.

13

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 16.

Paweł Niedbalski, Stefan F. Filipowicz Aspekty techniczne (CFM) do długookresowego monitorowania funkcji mózgu. Technical aspects of long-term cerebral function monitoring.

17.

Marcjan Nowak, Ewa Łada-Tondyra, Adam Jakubas Analiza mikroprocesorowych systemów pomiarowych do zastosowań w tekstronice. Analysis of microprocessor measurements system for textronic application.

18.

Krzysztof Olesiak Zastosowanie regulatora rozmytego w układzie bezpośredniego sterowania momentem silnika indukcyjnego. Direct torque control of an induction motor using the fuzzy controller.

19.

Maciej Oziembłowski, Tomasz Dróżdż, Łukasz Bobak, Krzysztof Nęcka, Stanisław Lis, Piotr Nawara, Paulina Wrona Skoncentrowane pole mikrofalowe (CMF) jako niekonwencjonalna metoda utrwalania płynnych produktów spożywczych w ramach „teorii płotkowej”. Concentrated microwave field (CMF) as the non-conventional method of fluid food products preserving in the frame of hurdle technology.

20.

Sebastijan Seme, Bojan Štumberger, Miralem Hadžiselimović Efekty integracji systemów fotowoltaicznych w elektrycznych sieciach rozdzielczych. Effects of photovoltaic systems integration on electricity distribution networks.

21.

Andrzej Popenda Modelowanie matematyczne silnika indukcyjnego z nasyconym obwodem magnetycznym przy zmianach momentu bezwładności. Mathematical modeling of induction motor with a saturated magnetic circuit during changes in moment of inertia.

22.

Anna Pławiak-Mowna, Grzegorz Andrzejewski, Wojciech Zając Monitorowanie aktywności fizycznej osób starszych a źródła pól elektromagnetycznych. Monitoring the physical activity of elder people versus the sources of electromagnetic fields.

23.

Zdravko Praunseis, Franjo Pranjić, Peter Virtič Pełna renowacja energii w starych kamienicach. Complete energy renovation of an older tenement house.

24.

Tomasz Prauzner Zastosowanie metody elementów skończonych do analizy wybranych parametrów pracy czujnika indukcyjnego w pomiarach grubości powłok ochronnych. The finite element method application for the analysis of selected parameters of an inductive sensor in measuring the thickness of the coating.

25.

Paweł Ptak, Lech Borowik Badanie wielowarstwowych powłok ochronnych. The study of multilayer protective coatings.

26.

Andrzej Rusek, Andriy Czaban, Marek Lis, Karol Klatow Model matematyczny układu elektromechanicznego z długim sprężystym wałem napędowym. The mathematical model of electromechanical system with a long elastic shaft.

14

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 27.

Antoni Sawicki, Maciej Haltof Wyznaczanie Parametrów Modeli Łuku Elektrycznego Urządzeń TIG. Determination of parameters of electrical arc models of TIG equipment.

28.

Antoni Sawicki, Maciej Haltof Modelowanie wyładowań w plazmotronach "Gliding Arc". Modeling of discharges in "Gliding Arc” plasmatrons.

29.

Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Wanda Stankiewicz Wykorzystanie komory TEM do ekspozycji na pole elektromagnetyczne obiektów biologicznych. Use of the TEM cell to exposure biological objects to electromagnetic fields.

30.

Krzysztof Szewczyk, Tomasz A. Walasek, Zygmunt Kucharczyk Dynamiczna diagnostyka materiałów ferromagnetycznych w oparciu o siły oddziaływujące na sensor z magnesu stałego. Dynamic diagnosis of ferromagnetic materials on the basis of force acting on the sensor made of permanent magnet.

31.

Krzysztof Tłustochowicz, Lech Borowik, Marek Kurkowski Pomiary parametrów przekształtników opraw LED źródłem wiedzy diagnostycznej. Mesurements of converters’ parameters of LED knowledge.

32.

Robert Tomaszewski Analiza struktury systemowych źródeł wytwarzania energii elektrycznej – modelowanie cen paliw z wykorzystaniem modeli SDE. Analysis of the structure of systemic sources of electricity – fuel price modeling using SDE models.

33.

Agnieszka Wantuch, Mirosław Janowski Elektryczne źródła światła – wpływ na zdrowie człowieka. Electric light sources – impact on human health.

34.

Paweł Witkowski, Andrzej Krawczyk, Marek Kurkowski Parametry fotometryczne i elektryczne emiterów led stosowanych w doświetlaniu roślin. Photometric and electrical parameters of LED emitters using in lighting of the plants.

35.

Mykhail Zagirnyak, Аleksandr Serdiuk, Tetyana Korenkova Pump complex cavitation processes control by means of a controlled electric drive. Kompleksowa kontrola procesów kawitacji z wykorzystaniem sterowanego napędu elektrycznego.

36.

Artur Wachtarczyk Optymalizacja algorytmu sterującego pracą urządzeń elektrycznego ogrzewania rozjazdów kolejowych. Optimization of algorithm of work control of electric heating railway crossovers equipment.

15:45 – 18:00 Walne Zgromadzenie Członków PTZE 18:15 – Obiad konferencyjny / Conference dinner

15

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

ŚRODA / WEDNESDAY (01.07.2015) S E S J A VII 9:00 – 11:00 POMIARY ELEKTROMAGNETYCZNE / ELECTROMAGNETIC MEASUREMENTS (Chairman: Roman Kubacki, Miralem Hadziselimovic) 1.

Zygmunt Grabarczyk Propagacja generowanych przez ruch osób po powierzchni wykładziny podłogowej, impulsów potencjału elektrycznego. Badania wstępne. Propagation of the electric pulses along the floor surface, generated by the walking people. Preliminary research.

2.

Piotr Murawski, Andrzej Krawczyk, Andrzej Kowalski, Bolesław Kalicki, Agnieszka Lipińska-Opałka Wpływ kąta obserwacji i geometrii obiektu na wiarygodność pomiarów termograficznych – wyniki projektu TeleMedNet II. The influence of viewing angle and geometry of the object on the plausibility of thermography results – the results of the TeleMedNet II project.

3.

Lidija Petkovska, Goga Cvetkovski Analiza porównawcza pola magnetycznego na powierzchni silnika z magnesami trwałymi. Comparative analysis of magnetic field in surface permanent magnet motor at various types of rotor magnetization.

4.

Bojan Štumberger, Sebastijan Seme, Miralem Hadžiselimović Moment i moc silników PMASRM w napędach o zmiennej prędkości. Torque and power capability of PMASRMs in variable speed drives.

5.

Andrzej Wac-Włodarczyk, Piotr Ziń, Tomasz Giżewski Zastosowania badań strumienia magnetycznego w ferromagnetyku w celu wykrycia miejsca nieciągłości rdzenia. Applications testing of magnetic flux in ferromagnetic to detect the discontinuity of the core.

6.

Mykhail Zagirnyak, Viacheslav Prus Zastosowanie sieci neuronowych w problemach prognozowania niezawodności urządzeń elektrycznych. Use of neuronets in problems of forecasting the reliability of electric machines with a high degree of mean time between failures.

11:00 – 11:30 – Przerwa na kawę / Coffee break

16

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

S E S J A VIII 11:30 – 13:30 ELEKTROMAGNETYZM W ŚRODOWISKU / ELECTROMAGNETISM IN ENVIRONMENT (Chairman: Liliana Byczkowska-Lipińska, Mykyaylo Zagirnyak) 1.

Barbara Atamaniuk, Rothkaehl Hanna Eksperyment „Rezonans” jako nowe narzędzie diagnostyczne monitorowania elektromagnetycznego środowiska przestrzeni okołoziemskiej. Experiment "Resonance" as a new diagnostic tool for monitoring the electromagnetic environment of space around the Earth.

2.

Paweł Bieńkowski, Paweł Cała, Jarosław Kieliszek, Joanna Wyszkowska Ekspozycja na PEM w eksperymentach bioelektromagnetycznych – rozwiązania układowe. EMF Exposure in bioelectromagnetic experiments – system solutions.

3.

Antoni Cieśla Tryboelektryzacja ziaren w cyklonie – analiza wpływu wybranych czynników. Grains triboelectrization in the cyclone – analysis of the impact of selected factors.

4.

Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek, Tomasz Dróżdż Mikrofalowa metoda określania wilgotności lignocelulozowych paliw stałych. Microwave method for determining the moisture of lignocellulosic solid fuels.

5.

Romuald Kotowski, Piotr Tronczyk Modelowanie zjawiska magnetoplastyczności. Modeling of magnetoplasticity phenomena.

6.

Agnieszka Piekarska, Ewa Korzeniewska, Andrzej Krawczyk Wykorzystanie elektroporacji w technologii spożywczej na przykładzie obróbki moszczu winnego. The use of electroporation in food technology on the example of grape musts processing.

13:30 – Zakończenie konferencji / Closing Cremony 13:45 – Obiad / Lunch

17

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

18

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

SPIS REFERATÓW

1.

Karol Aniserowicz ............................................................................................................... 31 Niedoskonałości modeli matematycznych zamiany energii pola elektromagnetycznego na ciepło w tkankach. Imperfections of mathematical models of electromagnetic field energy conversion to heat in the tissues.

2.

Jacek Antos, Mariusz Basiak, Dawid Kręciwilk ................................................................. 33 Wpływ fałszywych alarmów pożarowych na skuteczność pracy systemu monitoringu pożarowego. Influence of false fire alarms on the effectiveness of fire monitoring system.

3.

Barbara Atamaniuk, Hanna Rothkaehl ............................................................................ 35 Eksperyment „Rezonans” jako nowe narzędzie diagnostyczne monitorowania elektromagnetycznego środowiska przestrzeni okołoziemskiej. Experiment "Resonance" as a new diagnostic tool for monitoring the electromagnetic environment of space around the Earth.

4.

Karol Bednarek ................................................................................................................... 37 Skalowanie czasu pracy autonomicznej w systemach zasilania gwarantowanego. Scaling of time of autonomous work in guaranteed power supply systems.

5.

Paweł Bieńkowski, Paweł Cała, Jarosław Kieliszek, Joanna Wyszkowska ..................... 41 Ekspozycja na PEM w eksperymentach bioelektromagnetycznych – rozwiązania układowe. EMF Exposure in bioelectromagnetic experiments – system solutions.

6.

Paweł Bieńkowski, Paweł Cała, Bartłomiej Zubrzak ........................................................ 45 Zmiany trendów natężenia PEM od stacji bazowych telefonii komórkowej na podstawie pomiarów monitoringowych. Changes in trends of PEM intensity from the mobile communication base stations based on monitoring measurements.

7.

Lech Borowik, Adrian Barasiński ....................................................................................... 47 Model cieplny instalacji elektrycznej w budownictwie energooszczędnym. The thermal model of the electrical installation in energy-efficient building industry.

8.

Borys Borowik ..................................................................................................................... 51 Ściskanie wsadów rurowych w procesie elektrodynamicznego formowania metali – analiza numeryczna. Compression of tubular dunks in electrodynamic process metal forming – numerical analysis.

9.

Anton Bukariev, Viktor Liesnoi ......................................................................................... 55 Bezdotykowa metoda pomiaru temperatury w szybkich procesach. Contactless method of measurement of temperature at fast processes.

19

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 10.

Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak ............................................................ 57 Zastosowanie komitetów klasyfikatorów w procesie klasyfikacji danych pozyskanych za pomocą urządzeń diagnostyki medycznej. The use of classifiers committees in the process of classification of data obtained via medical diagnostic equipment.

11.

Magdalena Chlewicka, Paweł Witkowski, Andrzej Krawczyk, Marek Kurkowski .......... 59 Optymalizacja widma opraw LED w zastosowaniach drogowych. Optimize of spectrum of LED luminaires in road applications.

12.

Krzysztof Chwastek ............................................................................................................ 61 Agresywna kolonia chwastów jako biomimetyczna metoda optymalizacji globalnej. Aggressive weed colony as biomimetic global optimization method.

13.

Antoni Cieśla ....................................................................................................................... 63 Tryboelektryzacja ziaren w cyklonie – analiza wpływu wybranych czynników. Grains triboelectrization in the cyclone – analysis of the impact of selected factors.

14.

Antoni Cieśla, Mikołaj Skowron, Wojciech Kraszewski, Przemysław Syrek ................... 67 Uproszczony model do szacowania prądów wirowych w ciele człowieka. Simplified model to the estimation of the eddy currents within the human body.

15.

Antoni Cieśla, Mikołaj Skowron, Przemysław Syrek, Wojciech Kraszewski ................... 69 Wykorzystanie pola magnetycznego do wzbogacenia powietrza. Usage of magnetic field to enrichment of air.

16.

Grzegorz Cieślar, Paweł Sowa, Aleksander Sieroń ........................................................... 71 Wpływ stałego pola elektrycznego generowanego w otoczeniu linii przesyłowych wysokiego napięcia prądu stałego na stężenie wybranych hormonów we krwi szczurów. Influence of strong static electric field generated nearby High Voltage Direct Current transmission lines on the concentration of selected hormones in blood of rats.

17.

Katarzyna Ciosk, Roman Żyła ............................................................................................ 73 Pole elektromagnetyczne stacji radiodyfuzyjnej w obszarze wielkomiejskim. Electromagnetic field of radiodiffusive station in the big city.

18.

Andriy Czaban, Marek Lis, Andrzej Gastołek, Jarosław Sosnowski ................................ 75 Modelowanie matematyczne pracy generatorów indukcyjnych w złożonych układach energetycznych. Mathematical modeling work of induction generators in composite energy systems.

19.

Paweł Czaja ......................................................................................................................... 79 Środki ochrony przeciwporażeniowej w instalacjach fotowoltaicznych. Means of protection in the solar installations.

20.

Paweł Czaja, Andrzej Jąderko ............................................................................................ 83 Skuteczność działania zabezpieczeń przeciwporażeniowych RCD w układach napędowych z falownikiem napięcia PWM. Operation effectiveness of residual current protective devices in electrical drives with PWM voltage inverter.

20

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 21.

Paweł Drzymała, Henryk Welfle ........................................................................................ 87 Wyznaczanie parametrów składowych przejściowych momentu elektromagnetycznego silnika indukcyjnego klatkowego dla stanu zwarcia dwufazowego. Determination of parameters components of electromagnetic torque for squirrel-cage induction motor for two-phase short circuit condition.

22.

Paweł Drzymała, Henryk Welfle ........................................................................................ 91 Weryfikacja eksperymentalna metody wyznaczania składowych przejściowych przebiegu momentu dla silnika klatkowego w stanie zwarcia dwufazowego. Experimental verification of torque for needs of determining the parameters components of squirrel-cage induction motor at a two-phase short circuit condition.

23.

Agnieszka Duraj, Ewa Korzeniewska, Andrzej Krawczyk ................................................ 93 Zastosowanie algorytmów klasyfikacji danych do identyfikacji zmian rezystancji. Classification algorithms to identify changes in resistance.

24.

Jerzy Filipiak, Sebastian Kostrzewa, Grzegorz Steczko ................................................... 95 Wykorzystanie czujników przyspieszenia z akustyczną falą powierzchniową w telemetrii błotnej. Using of acceleration sensors with surface acoustic wave in mud telemetry.

25.

Gergely Friedl, Miklós Kuczmann ...................................................................................... 97 Identyfikacja parametrów skalarnego modelu histerezy Jilesa i Athertona w oparciu o algorytm meta heurystyczny. Identification of scalar Jiles-Atherton hysteresis model parameters with a new particle behavior based metaheuristic algorithm.

26.

Marek Gała ......................................................................................................................... 99 Ocena wpływu pracy turbiny wiatrowej FL MD 77 na jakość energii elektrycznej w węźle przyłączenia w sieci dystrybucyjnej średniego napięcia. Impact assessment of wind turbine FL MD 77 work on the quality of electricity in a joining node to medium voltage distribution network.

27.

Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek, Tomasz Dróżdż ............................................. 103 Mikrofalowa metoda określania wilgotności lignocelulozowych paliw stałych. Microwave method for determining the moisture of lignocellulosic solid fuels.

28.

Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek ....................................................................... 107 Badania laboratoryjne prototypu falownika szeregowego pracującego z trzecią harmoniczną Prototype testing laboratory working with serial inverter third harmonic.

29.

Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek ......................................................................... 111 Zastosowanie łącza falowodowego o przekroju prostokątnym z przelotowym otworem poprzecznym do badania przenikalności elektrycznej ciał stałych Application a microwave waveguide of the rectangular cross section with transverse through hole for testing permittivity of solid materials

30.

Zygmunt Grabarczyk ........................................................................................................ 115 Propagacja generowanych przez ruch osób po powierzchni wykładziny podłogowej, impulsów potencjału elektrycznego. Badania wstępne. Propagation of the electric pulses along the floor surface, generated by the walking people. Preliminary research.

21

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 31.

Barbara Grochowicz, Katarzyna Ciosk, Romuald Kotowski .......................................... 117 Zastosowanie zasady stacjonarnego działania w analizie linii długiej. Application of stationary action principle to long line problem.

32.

Andrey Grishkevich .......................................................................................................... 119 Modele symulacyjne do szacowania wskaźników niezawodności strukturalnej systemów elektroenergetycznych. Simulation models for estimating indicators of structural power systems reliability.

33.

Wiktor Hudy, Henryk Noga .............................................................................................. 123 Wpływ różnych rodzajów zakłóceń sygnałów wejściowych regulatorów typu PI w systemie kontroli z silnikiem indukcyjnym na początkową wartość prędkości obrotowej. Influence of various types of interference of entry signals of regulators type PI in field oriented control system with induction motor on initial rotational speed.

34.

Andrzej Jąderko ................................................................................................................ 125 Badania symulacyjne układu sterowania turbiną wiatrową z generatorem indukcyjnym. Simulations of the control scheme for stall regulated wind turbine with induction generator.

35.

Andrzej Jąderko, Maciej Swadowski, Krzysztof Zygoń ................................................. 129 Wydajne metody chłodzenia małogabarytowych przekształtników o wysokiej gęstości mocy. Effective Methods of the Small-Size High Power Density Converters Cooling.

36.

Michał Jagusiak, Tomasz Dróżdż, Piotr Nawara Stanisław Lis, Paweł Kiełbasa, Paulina Wrona, Krzysztof Nęcka, Maciej Oziembłowski ................................................ 133 Kompatybilność elektromagnetyczna w pomiarach energii elektrycznej. Electromagnetic compatibility in the measurement of electricity.

37.

Adam Jakubas, Ewa Łada-Tondyra, Monika Margol, Marcjan Nowak, Agnieszka Lipińska-Opałka ............................................................................................. 137 Koncepcja tekstronicznego systemu do pomiarów funkcji życiowych małych dzieci. The concept of textronic system for the monitoring of small children life functions.

38.

Adam Jakubas ................................................................................................................... 139 Badania i pomiary wybranych parametrów elektrycznych tekstylnych linii sygnałowych naniesionych metodą maszynową. Testing and measurements of selected electrical parameters of signal lines deposited via textile machine method.

39.

Beata Jakubiec .................................................................................................................. 143 Napęd pojazdu elektrycznego z wielofazowym silnikiem bezszczotkowym z magnesami trwałymi. Multiphase brushless permanent magnet motor drive for electric vehicle.

40.

Łukasz Januszkiewicz, Sławomir Hausman Modelowanie efektów termicznych z wykorzystaniem metody FDTD przy uwzględnieniu perfuzji krwi. Modelling of the thermal effects by means of the FDTD method with blood perfusion including.

41.

Anna Kalisz, Dariusz Adamiec, Iva Pavlova-Marciniak, Krzysztof Chwastek ............... 145 Eko-innowacyjne rozwiązania w zakresie wykorzystania biomasy w GDF Suez Połaniec. Eco-innovative solutions for the use of biomass in GDF Suez Połaniec.

22

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 42.

Leszek Kasprzyk, Karol Bednarek ................................................................................... 147 Dobór hybrydowego zasobnika energii do pojazdu elektrycznego. The selection of hybrid energy storage for the electric vehicle.

43.

Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Paweł Bieńkowski, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz ......................................................................................................... 151 Miniaturowa bezechowa komora klimatyczna do ekspozycji hodowli komórkowych na pole elektromagnetyczne. The miniature anechoic climate chamber for cell culture exposure to electromagnetic fields.

44.

Grzegorz Komarzyniec ..................................................................................................... 153 Wpływ wartości prądu krytycznego uzwojenia transformatora HTS na czas zaniku prądu włączania. Effect of critical current HTS transformer winding on failure time of switching current.

45.

Mariusz Korkosz, Danuta Pliś .......................................................................................... 155 Wpływ klinów magnetycznych na właściwości trójfazowego silnika indukcyjnego małej mocy. The influence of magnetic wedges on the properties of the three-phase low power induction motor.

46.

Ewa Korzeniewska, Piotr Murawski, Andrzej Krawczyk, Ryszard Pawlak .................... 157 Detekcja defektów cienkich struktur elektroprzewodzących z wykorzystaniem termografii. Defect detection in electroconductive thin layers via thermography method.

47.

Romuald Kotowski, Piotr Tronczyk ................................................................................. 159 Modelowanie zjawiska magnetoplastyczności. Modeling of magnetoplasticity phenomena.

48.

Marcin Kowol, Janusz Kołodziej, Marian Łukaniszyn ................................................... 161 Badania symulacyjne przekładni magnetycznej. Investigation of the magnetic gear.

  49.

Andrzej Krawczyk, Piotr Murawski ................................................................................. 165 Równania Maxwella – 150 lat cywilizacji elektromagnetyzmu. Maxwell's equations – 150 years of civilization electromagnetism.

50.

Roman Kubacki, Rafał Przesmycki, Marek Kuchta ......................................................... 167 Własności absorpcyjno-refleksyjne ferrytu Ni-Zn w zakresie mikrofalowym. The absorptive-reflective properties of the Ni-Zn ferrite at microwaves.

51.

Miklós Kuczmann ............................................................................................................. 169 Dynamic vector Preisach hysteresis modeling: measurement, identification and application. Dynamiczny model histerezy magnetycznej oparty na modelu Preisacha: pomiary, identyfikacja i zastosowanie.

52.

Marek Kurkowski, Tomasz Popławski, Dariusz Kocjan, Sebastian Ślemp .................... 171 Monitoring parametrów elektrycznych układów sterowania instalacji oświetleniowej. Monitoring of electrical parameters of the lighting installation control systems.

53.

Marek Kurkowski, Paweł Cieślak, Jarosław Mirowski, Tomasz Popławski, Andrzej Jąderko ................................................................................................................ 173 Analiza zawartości harmonicznych w instalacji elektrycznej obiektu biurowo- technologicznego. The analysis of numer of harmoncs in electric installation in the office and technical object.

23

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 54.

Marek Kurkowski, Jarosław Mirowski, Tomasz Popławski, Marian Pasko, Tadeusz Białoń .................................................................................................................. 175 Analiza metodologii wyznaczania składowych energii elektrycznej. The analysis of methodology of determination of electrical energy components.

55.

Ewa Łada-Tondyra, Andrzej Krawczyk, Arkadiusz Miaskowski .................................... 179 Pole elektromagnetyczne aplikatorów szpulowych – weryfikacja modelu. The electromagnetic field of spool applicators – verification of the model.

56.

Stanisław Lis, Krzysztof Nęcka, Marcin Tomasik, Tomasz Dróżdż, Piotr Nawara, Paulina Wrona, Maciej Oziembłowski ..................................................... 183 Identyfikacja właściwości dynamicznych pieca indukcyjnego w aspekcie projektowania układu sterowania. Identification of dynamic properties of the induction furnace in aspect of the control system designing.

57.

Maciej Łopucki, Agnieszka Grafka, Piotr Bijak ............................................................... 187 Prezentacja modeli doświadczalnych w warunkach in vitro i in vivo wykorzystanych w badaniach własnych na temat oddziaływania zmiennego jednorodnego sinusoidalnego pola elektromagnetycznego o niskiej indukcji magnetycznej na ludzkie tkanki prowadzone w latach 2001-2014. Presentation of the experimental models under in vitro and in vivo conditions used in our study on the effect of variable homogenous sinusoidal magnetic field of low magnetic induction on human tissue conducted in years 2001-2014.

58.

Oleksandr Makarchuk, Andrzej Rusek, Ihor Shchur ...................................................... 191 Optymalizacja konstrukcji elektromagnetycznego przetwornika energii mechanicznej na energię cieplną. Optimizing of the construction of the electromagnetic transducer of mechanical energy into heat energy.

59.

Dániel Marcsa, Miklós Kuczmann .................................................................................... 195 Control of a finite element based dynamic system. Sterowanie systemami dynamicznymi z wykorzystaniem elementów skończonych.

60.

Paweł Matuszczyk, Tomasz Popławski, Janusz Flasza ................................................... 197 Wpływ natężenia promieniowania słonecznego i temperatury modułu na wybrane parametry i moc znamionową paneli fotowoltaicznych. The influence of solar radiation and temperature of the module on some parameters and the rated power of photovoltaic panels.

61.

Paweł Matuszczyk, Tomasz Popławski, Janusz Flasza ................................................... 199 Rozwój energetyki prosumenckiej na przykładzie kogeneracji CHP. Prosumer energy development on the example of CHP cogeneration.

62.

Paweł A. Mazurek, Artur Wdowiak .................................................................................. 201 Wykrywacze metalu – identyfikacja poziomu emisji elektromagnetycznej. Metal detectors – identification of electromagnetic emission level.

63.

Paweł A. Mazurek, Krzysztof Bernacki, Artur Noga ....................................................... 205 Analiza tła elektromagnetycznego w środowisku zurbanizowanym. Analysis of background electromagnetic radiation in the urban environment.

24

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 64.

Arkadiusz Miaskowski, Bartosz Sawicki ......................................................................... 209 Model numeryczny eksperymentu hipertermii płynu magnetycznego na bazie systemu MAGNETHERMTM. Numerical model of magnetic fluid hyperthermia experiment based on MAGNETHERMTM system.

65.

Piotr Migo, Henryk Noga ................................................................................................. 211 Uruchomienie półprzewodnikowej cewki Tesli – przykład projektu edukacyjnego. Start-up of TC semiconductor Tesla coil – an example of an educational project.

66.

Piotr Murawski, Andrzej Krawczyk, Andrzej Kowalski, Bolesław Kalicki, Agnieszka Lipińska-Opałka ............................................................................................. 215 Wpływ kąta obserwacji i geometrii obiektu na wiarygodność pomiarów termograficznych – wyniki projektu TeleMedNet II. The influence of viewing angle and geometry of the object on the plausibility of thermography results – the results of the TeleMedNet II project.

67.

Piotr Murawski, Andrzej Krawczyk, Andrzej Kowalski, Bolesław Kalicki, Józef Mróz, Agnieszka Iwaniszczuk ................................................................................ 217 Nowe podejście do projektowania urządzeń używanych w terapii polem elektromagnetycznym – wyniki projektu TeleMedNet II. A new approach to designing devices used in electromagnetic field therapy – the results of the TeleMedNet II project.

68.

Krzysztof Nęcka, Stanisław Lis, Tomasz Dróżdż, Piotr Nawara, Paulina Wrona, Maciej Oziembłowski ....................................................................................................... 219 Badania charakterystyki obciążenia prototypowego stanowiska laboratoryjnego do określania temperatur płynięcia popiołu. The study of load characteristics of prototype laboratory stand to determine the ash flow temperature.

69.

Paweł Niedbalski, Stefan F. Filipowicz ............................................................................ 223 Aspekty techniczne (CFM) do długookresowego monitorowania funkcji mózgu Technical aspects of long-term cerebral function monitoring

70.

Marcjan Nowak, Ewa Łada-Tondyra, Adam Jakubas ..................................................... 227 Analiza mikroprocesorowych systemów pomiarowych do zastosowań w tekstronice. Analysis of microprocessor measurements system for textronic application.

71.

Krzysztof Olesiak .............................................................................................................. 229 Zastosowanie regulatora rozmytego w układzie bezpośredniego sterowania momentem silnika indukcyjnego. Direct torque control of an induction motor using the fuzzy controller.

72.

Maciej Oziembłowski, Tomasz Dróżdż, Łukasz Bobak, Krzysztof Nęcka, Stanisław Lis, Piotr Nawara, Paulina Wrona ................................................................... 233 Skoncentrowane pole mikrofalowe (CMF) jako niekonwencjonalna metoda utrwalania płynnych produktów spożywczych w ramach „teorii płotkowej”. Concentrated microwave field (CMF) as the non-conventional method of fluid food products preserving in the frame of hurdle technology.

25

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 73.

Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako .......................................................................... 237 Uproszczone wzory do obliczania zmodyfikowanych parametrów dla impedancyjnych warunków brzegowych na powierzchniach ekranowanych. Simplified formulas for calculating of the modified parameters for impedance boundary conditions on the shielded surfaces.

74.

Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako .......................................................................... 241 Zastosowanie metody macierzy przejścia do obliczania powierzchniowej impedancji falowej w elektrodynamicznych układach warstwowych. The application of transfer matrix method for calculating of the surface wave impedance in electro-tiered systems.

75.

Lidija Petkovska, Goga Cvetkovski ................................................................................. 243 Comparative analysis of magnetic field in surface permanent magnet motor at various types of rotor magnetization. Analiza porównawcza pola magnetycznego na powierzchni silnika z magnesami trwałymi.

76.

Zygmunt Piątek, Bernard Baron, Paweł Jabłoński, Tomasz Szczegielniak, Dariusz Kusiak, Artur Pasierbek ...................................................................................... 247 Numerical-Analytical evaluation of magnetic field around a power busbar system of rectangular cross section. Ocena numeryczno-analityczna pola magnetycznego wokół układu szyn zasilania o prostokątnym przekroju poprzecznym.

77.

Agnieszka Piekarska, Ewa Korzeniewska, Andrzej Krawczyk ....................................... 251 Wykorzystanie elektroporacji w technologii spożywczej na przykładzie obróbki moszczu winnego. The use of electroporation in food technology on the example of grape musts processing.

78.

Anna Pławiak-Mowna, Grzegorz Andrzejewski, Wojciech Zając .................................. 253 Monitorowanie aktywności fizycznej osób starszych a źródła pól elektromagnetycznych. Monitoring the physical activity of elder people versus the sources of electromagnetic fields.

79.

Andrzej Popenda .............................................................................................................. 255 Modelowanie matematyczne silnika indukcyjnego z nasyconym obwodem magnetycznym przy zmianach momentu bezwładności. Mathematical modeling of induction motor with a saturated magnetic circuit during changes in moment of inertia.

80.

Zdravko Praunseis, Franjo Pranjić, Peter Virtič .............................................................. 257 Complete energy renovation of an older tenement house. Pełna renowacja energii w starych kamienicach.

81.

Tomasz Prauzner .............................................................................................................. 261 Zastosowanie metody elementów skończonych do analizy wybranych parametrów pracy czujnika indukcyjnego w pomiarach grubości powłok ochronnych. The finite element method application for the analysis of selected parameters of an inductive sensor in measuring the thickness of the coating.

82.

Paweł Ptak, Lech Borowik ................................................................................................ 263 Badanie wielowarstwowych powłok ochronnych. The study of multilayer protective coatings.

26

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 83.

Andrzej Rusek, Andriy Czaban, Marek Lis, Karol Klatow ............................................... 267 Model matematyczny układu elektromechanicznego z długim sprężystym wałem napędowym. The mathematical model of electromechanical system with a long elastic shaft.

84.

Antoni Sawicki, Maciej Haltof .......................................................................................... 271 Wyznaczanie Parametrów Modeli Łuku Elektrycznego Urządzeń TIG. Determination of parameters of electrical arc models of TIG equipment.

85.

Antoni Sawicki, Maciej Haltof .......................................................................................... 275 Modelowanie wyładowań w plazmotronach "Gliding Arc". Modeling of discharges in "Gliding Arc” plasmatrons.

86.

Bartosz Sawicki, Artur Krupa ........................................................................................... 279 Cloud computing system for scatter analyse of current field simulations. Analiza zmienności problemu polowego przy wykorzystaniu technologii chmurowych.

87.

Sebastijan Seme, Bojan Štumberger, Miralem Hadžiselimović Efekty integracji systemów fotowoltaicznych w elektrycznych sieciach rozdzielczych. Effects of photovoltaic systems integration on electricity distribution networks.

88.

Karolina Sieroń-Stołtny, Grzegorz Cieślar, Paweł Sowa, Aleksander Sieroń ............... 281 Wpływ pola elektromagnetycznego wysokiej częstotliwości generowanego przez telefon komórkowy na równowagę prooksydacyjno-antyoksydacyjną żołądka szczurów. Influence of high frequency electromagnetic field generated by mobile phone on prooxidant/antioxidant balance in heart of rats.

89.

Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Wanda Stankiewicz ....................... 285 Wykorzystanie komory TEM do ekspozycji na pole elektromagnetyczne obiektów biologicznych. Use of the TEM cell to exposure biological objects to electromagnetic fields.

90.

Bojan Štumberger, Sebastijan Seme and Miralem Hadžiselimović Moment i moc silników PMASRM w napędach o zmiennej prędkości. Torque and power capability of PMASRMs in variable speed drives.

91.

Witold Sygocki, Ewa Korzeniewska Reprezentacja zagadnień elektromagnetyzmu i bezpieczeństwa pracy w przestrzeni sieciowej. Representatives of electromagnetic and occupational safety in the World Wide Web.

92.

Krzysztof Szewczyk, Tomasz A. Walasek, Zygmunt Kucharczyk .................................. 287 Dynamiczna diagnostyka materiałów ferromagnetycznych w oparciu o siły oddziaływujące na sensor z magnesu stałego. Dynamic diagnosis of ferromagnetic materials on the basis of force acting on the sensor made of permanent magnet.

93.

Krzysztof Tłustochowicz, Lech Borowik, Marek Kurkowski .......................................... 291 Pomiary parametrów przekształtników opraw LED źródłem wiedzy diagnostycznej. Mesurements of converters’ parameters of LED knowledge.

94.

Mitsuhiko Toho ................................................................................................................. 295 Early reports on atomic bomb diseases in Hiroshima and Nagasaki – 70 years after the second world war.

27

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015 Doniesienia na temat chorób po wybuchu bomb atomowych w Hiroszimie i Nagasaki 70 lat po drugiej wojnie światowej. 95.

Robert Tomaszewski ........................................................................................................ 297 Analiza struktury systemowych źródeł wytwarzania energii elektrycznej – modelowanie cen paliw z wykorzystaniem modeli SDE. Analysis of the structure of systemic sources of electricity – fuel price modeling using SDE models.

96.

Andrzej Wac-Włodarczyk, Andrzej Kaczor ..................................................................... 299 Przyczyny nieprawidłowego odbioru naziemnej telewizji cyfrowej DVB-T. Causes of invalid reception of DVB-T.

97.

Andrzej Wac-Włodarczyk, Piotr Ziń, Tomasz Giżewski .................................................. 303 Zastosowania badań strumienia magnetycznego w ferromagnetyku w celu wykrycia miejsca nieciągłości rdzenia. Applications testing of magnetic flux in ferromagnetic to detect the discontinuity of the core.

98.

Artur Wachtarczyk ............................................................................................................ 307 Optymalizacja algorytmu sterującego pracą urządzeń elektrycznego ogrzewania rozjazdów kolejowych. Optimization of algorithm of work control of electric heating railway crossovers equipment.

99.

Agnieszka Wantuch, Mirosław Janowski ........................................................................ 309 Elektryczne źródła światła – wpływ na zdrowie człowieka. Electric light sources – impact on human health.

100. Artur Wdowiak, Paweł A. Mazurek .................................................................................. 315 Wpływ fal elektromagnetycznych na rozród człowieka. The impact of electromagnetic waves on human reproduction. 101. Paweł Witkowski, Andrzej Krawczyk, Marek Kurkowski ............................................... 319 Parametry fotometryczne i elektryczne emiterów LED stosowanych w doświetlaniu roślin. Photometric and electrical parameters of LED emitters using in lighting of the plants. 102. Mykhail Zagirnyak, Аleksandr Serdiuk, Tatyana Korenkova ........................................ 321 Pump complex cavitation processes control by means of a controlled electric drive. Kompleksowa kontrola procesów kawitacji z wykorzystaniem sterowanego napędu elektrycznego. 103. Mykhail Zagirnyak, O. Chornyi, V. Nikiforov, O. Skakun, K. Panchenko ...................... 325 Eksperymentalne badania kompatybilności systemów elektromechanicznych i biologicznych. Experimental research of electromechanical and biological systems compatibility. 104. Mykhail Zagirnyak, Viacheslav Prus ............................................................................... 329 Use of neuronets in problems of forecasting the reliability of electric machines with a high degree of mean time between failures. Zastosowanie sieci neuronowych w problemach prognozowania niezawodności urządzeń elektrycznych. 105. Bartłomiej Zubrzak, Jarosław Emilianowicz, Paweł Bieńkowski .................................. 333 Układ wzorcowego pola elektromagnetycznego z kształtowaniem obwiedni. Electromagnetic field standard setup with envelope shaping.

28

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

WPROWADZENIE Tegoroczne XXV Sympozjum PTZE odbywa się w Wielczce, miejscu znanym w całym świecie z powodu unikatowej kopalni soli, i swoistego uroku miejsca samego w sobie. Niewątpliwie Wieliczka jest miejscem ważnym w kulturze Polski, i stąd też miejsce to zostało wybrane przez nas dla obchodów 25-lecia konferencji i PTZE. Tradycją spotkań konferencyjnych PTZE jest to, że odbywają się one w ciekawych miejscach Polski. Najczęściej odwiedzamy miejsca historyczne, takie jak Kraków, Rydzyna, Zamość, Książ, Lubliniec, Sandomierz, ale też co kilka lat organizujemy nasze spotkanie w miejscu ważnym dla jego walorów krajobrazowych – wspomnieć można Białowieżę, Zakopane, Ciechocinek. Tym razem wybrane zostało miejsce, które łączy w sobie hit turystyczny oraz urok miejsca. Konferencje Polskiego Towarzystwa Zastosowań Elektromagnetyzmu mają od pierwszej swojej edycji charakter interdyscyplinarny. Spotykają się na nich inżynierowie elektrycy, energetycy, elektronicy, ale też fizycy, biolodzy i lekarze. W różnych okresach relacje ilościowe między poszczególnymi dziedzinami zmieniały się. W ostatnich latach daje się zauważyć rosnącą liczbę referatów z obszaru zastosowania pola elektromagnetycznego w medycynie i biologii, i to nie tylko ze strony lekarzy, którzy, nawiasem mówiąc, coraz liczniej uczestniczą w konferencji, ale też od strony inżynierów i fizyków coraz śmielej eksplorujących obszary medycyny. Z takiego połączenia mogą powstać tylko udane inicjatywy badawcze. To rosnące zainteresowanie aplikacjami elektromagnetyzmu w medycynie dało efekt w postaci powołania (w 2012 roku podczas XXII Sympozjum PTZE) grupy roboczej, funkcjonującej w strukturze Stowarzyszenia Elektryków Polskich, jako Polski Komitet SEP ds. Zastosowań Pola Elektromagnetycznego w Medycynie. Podczas poprzedniego XXIV Sympozjum w Huciskach odbyła się II Sesja Specjana tego Komitetu. W ramach tegorocznego sympozjum planowana jest III Sesja Specjalna, połączona z zebraniem plenarnym jego członków. Na koniec chcę podziękować wszystkim, którzy swoja pracą, dobrymi pomysłami, a czasem dobrym słowem, uczestniczyli w organizacji XXV Sympozjum PTZE. Dziękuję też instytucjom, które wspomogły nas finansowo, a przede wszystkim Ministerstwu Nauki i Szkolnictwa Wyższego. Życzę PT Uczestnikom sympozjum owocnych i twórczych debat, na sali konferencyjnej i poza nią, życzę znajdowania obszarów współpracy, zawierania intersujących znajomości, a w chwilach wolnych od debatowania i rozwiązywania Ważnych Problemów życzę, aby mieli Państwo dużo radości z przebywania w pięknej scenerii.

Andrzej Krawczyk, Prezes PTZE

29

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

30

   

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

NIEDOSKONAŁOŚCI MODELI MATEMATYCZNYCH ZAMIANY ENERGII POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO NA CIEPŁO W TKANKACH Karol ANISEROWICZ Politechnika Białostocka

Postępowi technicznemu w dziedzinie elektromagnetyzmu towarzyszą badania nad interakcją pól elektromagnetycznych na organizmy żywe. Historia wykorzystania tych pól dla rozwoju społeczeństw jest bardzo krótka w porównaniu z dziejami ludzkości. Wszak od opublikowania pierwotnej postaci równań Maxwella upłynęło zaledwie 150 lat. Pytania o oddziaływanie na zdrowie często nie znajdują jeszcze wyczerpujących odpowiedzi, a odpowiednio sformułowane potrafią wywoływać zapalczywe dyskusje czy wręcz fobie. Szczególnie często dyskutuje się, zwykle bez znajomości rzeczy, o oddziaływaniu telefonów komórkowych. Sieci telefonii komórkowej są rozwijane szczególnie szybko od około dwudziestu lat. W ciągu tego czasu przeprowadzono wiele badań dla ustalenia, czy telefony komórkowe stanowią potencjalne zagrożenie dla zdrowia, w tym prowadzono złożone obliczenia komputerowe zmierzające do określenia, jak energia pola elektromagnetycznego zamienia się na energię cieplną w tkankach. Najczęściej w publikacjach poświęconych obliczeniom numerycznym spotykane są modele matematyczne bazujące wprost na równaniach Maxwella sformułowane w dziedzinie czasu w postaci:

  H  E     E  

E t

H t

Rozwiązania powstałego złożonego zagadnienia brzegowego są następnie rozwiązywane zazwyczaj za pomocą algorytmów działających również w dziedzinie czasu, np. FDTD (Finite-Difference TimeDomain). Ze względu na ogromną złożoność zagadnienia zwykle zakłada się liniowość modelu, a parametry materiałowe , ,  są uśredniane i określane jako stałe dla danego rodzaju tkanki. W tak postawionym zagadnieniu proces wydzielania ciepła jest modelowany matematycznie jako skutek działania prawa Joule’a, opisującego nagrzewanie się przewodnika wskutek przepływu prądu przewodzenia E . Jest to uproszczenie daleko idące, a popełniane błędy przybliżenia są niezmiernie trudne do oszacowania. W proponowanym referacie chciałbym wskazać na inne przyczyny zamiany energii pola elektromagnetycznego na ciepło, które zwykle nie są analizowane. Zastępowanie ich jedynie przez konduktywność wydaje się ryzykowne. Wymagana jest dyskusja tych przyczyn, która pozwalałaby na usprawiedliwienie stosowania uproszczonych modeli i wskazanie, które z nich mogą być pominięte. Dyskusję przyczyn strat cieplnych w materiałach łatwiej jest prowadzić z wykorzystaniem zapisu równań Maxwella w dziedzinie częstotliwości:

  H  E  j    j E  v   E   j    j H Przyczyny strat cieplnych są związane z każdą postacią prądu elektrycznego indukowanego w tkankach:

31

      

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   oczywiście, z prądem przewodzenia E , występującym w modelu opisanym powyżej, ale również z prądem przesunięcia, a dokładniej z jego składnikiem  E , opisującym straty cieplne towarzyszące opóźnieniu polaryzacji wektora indukcji elektrycznej D, a ponadto z prądem unoszenia v , który musi występować w tkankach, gdyż występują w nich płyny ustrojowe, a więc należy przeanalizować przepływ jonów (ruch materii wraz z ładunkami elektrycznymi).

W tkankach występują również pierwiastki ferromagnetyczne, np. żelazo, a zatem niezbędna jest analiza także kolejnej przyczyny, którą – przez analogię do powyższych sformułowań – można nazwać indukowanym prądem magnetycznym:  a dokładniej z jego składnikiem  H opisującym straty cieplne towarzyszące opóźnieniu polaryzacji wektora indukcji magnetycznej B. Celem proponowanego referatu nie jest ilościowe określenie wkładu poszczególnych składników w wypadkowe straty cieplne, ale wskazanie ich przyczyn fizycznych oraz inspiracja możliwych przyszłych badaczy. Należy przy tym zwrócić uwagę na dodatkową ułomność dotychczasowych badań, zarówno obliczeniowych, jak i eksperymentalnych – prowadzonych na fantomach: uzyskano je za pomocą modeli (mniej lub bardziej słusznych) materii nieożywionej, a więc uzyskane wyniki nie uwzględniają procesów homeostazy, a w szczególności silnej zdolności organizmów żywych do termoregulacji. Pozwala to postawić duży znak zapytania przy wielu wynikach obliczeń i eksperymentów.

32

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

WPŁYW FAŁSZYWYCH ALARMÓW POŻAROWYCH NA SKUTECZNOŚĆ PRACY SYSTEMU MONITORINGU POŻAROWEGO Jacek ANTOS, Mariusz BASIAK , Dawid KRĘCIWILK Centralna Szkoła Państwowej Straży Pożarnej w Częstochowie

Pomysł monitoringu pożarowego powstał w Polsce na początku lat 90-tych ubiegłego wieku, tj. z chwilą wejścia w życie ustawy z dnia 24 sierpnia 1991 r. o ochronie przeciwpożarowej „art. 5. Właściciel, zarządca lub użytkownik budynku, obiektu budowlanego lub terenu, objętych obligatoryjnym stosowaniem systemów sygnalizacji pożarowej wyposażonych w urządzenia sygnalizacyjno-alarmowe, w przypadku gdy w tym budynku, obiekcie budowlanym lub na terenie nie działa jego własna jednostka ratownicza, jest obowiązany połączyć te urządzenia z obiektem komendy Państwowej Straży Pożarnej lub obiektem, wskazanym przez właściwego miejscowo komendanta powiatowego (miejskiego) Państwowej Straży Pożarnej”. Na podstawie danych źródłowych – niepublikowanych materiałach Komendy Głównej Państwowej Straży Pożarnej (KG PSP), według stanu na 31 grudnia 2010 r. na terenie Polski stan wyposażenia obiektów w System Sygnalizacji Pożarowej (SSP) przedstawia poniższy wykres (rys. 1).

Rys. 1. Ilości obiektów wyposażonych w System Sygnalizacji Pożarowej (SSP)

O tym, czy SSP spełnia wymagania stawiane mu zarówno przez projektantów jak i inwestorów, decydują nie tylko możliwości samego systemu, lecz również to jak system funkcjonuje w trakcie użytkowania. Mają na to wpływ różne czynniki, między innymi liczba pojawiających się fałszywych alarmów pożarowych wywołanych nie rozpoczynającym się pożarem, lecz wpływem na czujki pożarowe takich czynników jak para wodna, kurz, pył, dym papierosowy, insekty, procesy imitujące czynniki pożarowe (dym, ciepło czy płomień). Mając na uwadze tak rozumiane pojęcie alarmu fałszywego, tylko w samym 2010 r. spośród 3765 alarmów (zgłoszonych z ponad 8,5 tysięcy obiektów podłączonych do Państwowej Straży Pożarnej) przekazanych za pośrednictwem systemu monitoringu pożarowego – w 243 przypadkach PSP potwierdziła występowanie w chronionym obiekcie faktycznego pożaru. Na poniższym wykresie według wykazu zestawień statystycznych KG PSP przedstawiono alarmy fałszywe, które wystąpiły w Polsce w roku 2014. Alarmy fałszywe pochodzące z instalacji wykrywania pożaru stanowią 37,45% wszystkich alarmów fałszywych (rys. 2).

33

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Rys. 2. Ilość alarmów fałszywych, które miały miejsce w Polsce w roku 2014

Zdolność czujki pożarowej do wykrywania zjawiska pożarowego jest jej najważniejszą cechą. Jest ona charakteryzowana przez czułość czujki, czyli szybkość reagowania na określony poziom czynnika (np. gęstość zadymienia, wzrost temperatury, rodzaj promieniowania elektromagnetycznego) charakterystycznego dla określonego typu pożaru. Funkcjonowanie tradycyjnych czujek pożarowych sprowadza się do monitorowania ograniczonego zakresu parametrów fizycznych, które nie odzwierciedlają natury zjawiska spalania, będącego złożonym zbiorem procesów fizyko-chemicznych. Obecnie najbardziej rozpowszechnionymi w SSP są czujki dymu. Czujki te są niestety podatne na wpływ czynników innych niż dym, które mogą powodować występowanie fałszywych alarmów. Problem staje się poważny, gdy SSP jest podłączony do monitoringu pożarowego PSP za pośrednictwem systemu transmisji alarmów pożarowych, uruchamia Stałe Urządzenia Gaśnicze, steruje systemem wentylacji pożarowej w budynku lub gdy współpracuje z Dźwiękowym Systemem Ostrzegawczym. Pomimo wielu badań prowadzonych na przestrzeni ostatnich 20 lat właściwe i precyzyjne wykrywanie pożaru przez SSP w stosunku do ilości występujących alarmów fałszywych jest w dalszym ciągu bardzo niewielkie, co stanowi duży problem dla użytkowników obiektu jak i jednostek Państwowej Straży Pożarnej. Występowanie fałszywych alarmów pożarowych powoduje nie tylko obniżenie bezpieczeństwa osób przebywających w obiekcie, ale również generuje niepotrzebne koszty związane między innymi z wyjazdem zastępów straży pożarnej do chronionego obiektu. W SSP fałszywe alarmy powodują pobudzenie czujki pożarowej przez zjawiska niezwiązane z pożarem, które nie wymagają interwencji służb pożarniczych. Również niektóre fałszywe alarmy mogą być spowodowane przez oddziaływania elektromagnetyczne, ponieważ wszystkie rodzaje czujek pożarowych zawierające aktywne elementy elektroniczne są w pewnym stopniu podatne na wpływ zakłóceń elektromagnetycznych. Przykładem takich zakłóceń mogą być telefony komórkowe, zakłócenia impulsowe i sinusoidalne czy wyładowania elektryczności statycznej. Wynika z tego, że podstawowym warunkiem poprawnej pracy czujek pożarowych i SSP jest eliminacja fałszywych alarmów pożarowych, którą można uzyskać między innymi poprzez kilkukrotne kasowanie alarmów pożarowych w określonym czasie przez czujkę pożarową. Chcąc uzyskać taki efekt, należałoby wykonać szereg badań dla czujek pożarowych wykraczających poza zakres normy PN-EN 54-7.

34

 

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

EKSPERYMENT „REZONANS” JAKO NOWE NARZĘDZIE DIAGNOSTYCZNE MONITOROWANIA ELEKTROMAGNETYCZNEGO ŚRODOWISKA PRZESTRZENI OKOŁOZIEMSKIEJ Barbara ATAMANIUK, Hanna ROTHKAEHL Space Research Centre of the Polish Academy of Sciences

Projekt „Rezonans” jest kontynuacją wielosputnikowych okołoziemskich badań kosmosu – składa się z 4 sputników umieszczonych na magneto-synchronicznych orbitach. Planowana jest szerokie badania związane z monitorowaniem środowiska okołoziemskiego, między innym:  badania w wewnętrznej magnetosferze gdzie zachodzi intensywne oddziaływanie zimnego i gorącego składnika magnetosferycznej plazmy,  wzbudzenie szerokiego spektrum drgań elektromagnetycznych i elektrostatycznych oraz generacja prądów mogących wywoływać burze magnetyczne.  badanie kilometrowego promieniowania radiowego (AKR)  badanie niestabilności w obszarze zorzy polarnej W projekcie przygotowywany jest między innymi eksperyment „Wysokoczęstotliwościowy analizator falowy” (HFA) będący połączeniem tradycyjnego podejścia testowanego na poprzednich statkach kosmicznych i nowych elementów. W prezentacji przedstawię kilka innych eksperymentów kosmicznych dotyczących elektromagnetycznego monitorowania przestrzeni kosmicznej realizowanych z udziałem Centrum badań kosmicznych.

35

 

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

36

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

SKALOWANIE CZASU PRACY AUTONOMICZNEJ W SYSTEMACH ZASILANIA GWARANTOWANEGO Karol BEDNAREK EVER Sp. z o.o.

Wprowadzenie W środowisku pracy, jak również mieszkalnym człowieka ciągle wzrasta liczba obiektów, do których należy dostarczyć energię elektryczną. Wzrastają także często oczekiwania związane z jakością doprowadzanej energii. Z uwagi na funkcjonowanie w bliskim otoczeniu bardzo dużej liczby odbiorników o różnym charakterze, zawierających elementy zachowawcze (kondensatory, cewki) oraz podzespoły nieliniowe, w których występują stany przejściowe (nieustalone) bądź pobierających prąd impulsowo, w sieciach zasilających powstają zaburzenia elektromagnetyczne, które mogą spowodować np. zakłócenie prawidłowości działania zasilanego osprzętu, zwiększenie jego strat mocy, utratę przetwarzanych informacji bądź powstanie awarii. Dodatkowo pojawiają się czasami zaniki napięcia zasilającego związane z okresowymi kłopotami w pokryciu zapotrzebowania na energię elektryczną (celowe wyłączenia określonych odbiorców) bądź z wystąpieniem stanu awaryjnego (szczególnie podczas oddziaływania niekorzystnych warunków atmosferycznych) albo zmiany wartości lub częstotliwości napięcia sieciowego (m.in. wynikające z dynamicznego załączania dużych obciążeń) [1-3]. Istnieje duża grupa urządzeń, dla których nagłe, nieprzewidziane braki bądź nieprawidłowości zasilania związane są z powstawaniem dotkliwych strat ekonomicznych (np. wynikających z wystąpienia przestojów w procesach produkcyjnych), z utratą przetwarzanych danych i informacji (straty często niepoliczalne ekonomicznie), z wpływem na zdrowie lub życie człowieka (funkcjonowanie osprzętu medycznego) albo w inny sposób mogą być szczególnie uciążliwymi dla człowieka. W celu ograniczania możliwości zajścia tych niekorzystnych skutków złej jakości napięcia zasilającego stosuje się systemy zasilania gwarantowanego (UPS) [1-5]. Zadaniem UPS VFI (on-line – z podwójnym przetwarzaniem energii) jest poprawa jakości napięcia zasilającego odbiorniki (w trybie pracy normalnym, gdy napięcie sieciowe spełnia warunki jego poprawności) oraz bezprzerwowe dostarczenie energii do odbiorników (w trybie rezerwowym, bateryjnym) w przypadku zaników lub nieprawidłowości napięcia sieciowego. W pracy zajęto się zagadnieniami skalowania (doboru) czasu pracy autonomicznej (rezerwowej) systemów zasilania gwarantowanego. Opisano moduły bateryjne i możliwość ich wykorzystania. W celu umożliwienia nieprzerwanej długotrwałej pracy autonomicznej (przy braku prawidłowego napięcia sieciowego) rozpatrzono także współpracę zasilacza UPS z zespołem prądotwórczym. W końcowej części pracy skomentowano uzyskane rezultaty. Skalowanie czasu pracy autonomicznej UPS Czas podtrzymania zasilania w trybie rezerwowym zależny jest od mocy załączonych na wyjściu UPS odbiorników oraz od ilości energii zgromadzonej w akumulatorach (zasobnikach) [4-5]. Źródła napięcia łączy się szeregowo w celu uzyskania wyższej wartości napięcia, natomiast efektem połączenia równoległego jest zwiększenie wartości dostępnego prądu, a zatem również pojemności elektrycznej zasobnika. W trybie rezerwowym z zasobników do UPS dostarczana jest energia o odpowiedniej war-

37

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   tości napięcia stałego. Układ szeregowo połączonych akumulatorów o wymaganej wartości napięcia tworzy tzw. string o określonej pojemności (równej pojemności pojedynczego akumulatora w stringu). W celu wydłużenia czasu pracy w trybie rezerwowym do zasilaczy UPS podłącza się tzw. moduły bateryjne, składające się z określonej liczby równolegle połączonych stringów. Iloczyn napięcia i pojemności elektrycznej układu określa ilość zgromadzonej energii elektrycznej, możliwej do wykorzystania w trybie rezerwowym (należy jednak uwzględnić występowanie strat energetycznych w układzie zasilania). Do UPS można podłączać równolegle określoną dopuszczalną liczbę modułów bateryjnych, która jest powiązana z parametrami układu ładowania akumulatorów w UPS. W przypadku wymaganych długich czasów podtrzymania zasilania zamiast stosowania modułów bateryjnych można wykorzystać odpowiednio utworzone i połączone stringi akumulatorów o dużych pojemnościach ułożone na stojakach. Ograniczona jest wówczas pojemność całkowita układu. W akumulatorach elektrochemicznych ilość pobieranej z nich energii zależy również od warunków ich użytkowania (głównie wartości pobieranych prądów, napięć końcowych rozładowania oraz temperatury). Z tego względu w celu określenia czasów podtrzymania zasilania odbiorników korzysta się z tzw. charakterystyk stałomocowych, podawanych przez producentów akumulatorów. Należy mieć na uwadze, że zbyt głębokie rozładowania akumulatorów mogą prowadzić do intensywnego pogorszenia ich pojemności i rezystancji wewnętrznej, a nawet spowodować uszkodzenie akumulatora.

Autonomiczne zasilanie w układzie agregat prądotwórczy – UPS Elementem systemów zasilania gwarantowanego mogą być również zespoły (agregaty) prądotwórcze. Ich samodzielna praca może nie być dla zasilanych odbiorników korzystna, ponieważ wartość i częstotliwość wytwarzanego przez nie napięcia zmienia się przy skokowych przełączeniach dużych obciążeń. Ponadto – zależnie od sposobu ich pracy w układzie – podczas zaniku napięcia sieciowego może być potrzebny określony czas niezbędny do ich uruchomienia i wytworzenia napięcia o właściwych parametrach. Dlatego często stosuje się systemy zasilania gwarantowanego złożone z zespołu prądotwórczego i zasilacza UPS. UPS bezprzerwowo dostarcza energię do odbiorników utrzymując wysoką jakość parametrów doprowadzanego napięcia, natomiast agregat długotrwale zasila UPS. Eliminuje się dzięki temu powstawanie przerw w zasilaniu odbiorników oraz nieprawidłowości dostarczanego do nich napięcia, uzyskując jednocześnie długi czas pracy autonomicznej.

Wyniki pomiarów Z uwagi na zależność pojemności akumulatorów, a w efekcie czasów podtrzymania zasilania, od warunków użytkowania akumulatorów na rys. 1 zamieszczono wykresy obrazujące zależności czasów podtrzymania zasilania odbiorników jako funkcji mocy obciążenia dla różnych konfiguracji zasobników energii w zasilaczu UPS EVER POWERLINE GREEN 33 (o trójfazowym zasilaniu z sieci na wejściu i trójfazowym napięciu wyjściowym – doprowadzanym do zabezpieczanych odbiorników) o mocy znamionowej 40 kVA/32 kW. Ponadto zrealizowano badania pod kątem oceny jakości napięcia zasilającego odbiorniki energii. Na wyjściu zasilacza UPS podłączono niesymetrycznie (tylko do jednej fazy L1) odbiornik nieliniowy, pobierający prąd półokresowo. UPS (dzięki podwójnemu przetwarzaniu energii) wprowadza symetryzację obciążenia – z sieci pobierane są przez zasilacz prądy równomiernie obciążające wszystkie trzy fazy. Na rys. 2 przedstawiono porównanie jakości napięcia sieciowego – zasilającego UPS (pokazano jedną fazę; pozostałe dwie fazy są analogiczne, tylko przesunięte kątowo o 120º) z napięciem na wyjściu UPS (dostarczanym do odbiorników). Rezultaty przeprowadzonych badań potwierdzają fakt, że napięcie wytworzone przez UPS on-line (doprowadzane do zabezpieczanych odbiorników) ma korzystniejszy kształt (sinusoidalny) niż napięcie sieciowe. Na podstawie pomiarów można stwierdzić, że całkowity współczynnik zniekształceń napięcia THDu na wyjściu zasilacza UPS jest ponad dwukrotnie mniejszy od THDu napięcia siecio-

38

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

t [ min ]

wego. Mimo niesymetrycznie podłączonego (jednofazowo) odbiornika na wyjściu UPS sieć obciążana jest (przez zasilacz) równomiernie trójfazowo. 450 400 9 Ah

350

18 Ah 27 Ah

300

36 Ah 45 Ah

250 200 150 100 50 0 4

8

12

16

20

24

28

32

P obc [ kW ]

Rys. 1. Zależność czasów podtrzymania zasilania zabezpieczanych odbiorników od mocy obciążenia, przy różnych wariantach podłączonych do UPS modułów bateryjnych

a)

b)

Rys. 2. Kształt i wartości napięć oraz pobieranych prądów: a) na wejściu UPS – sieciowe (pokazano jedną fazę), b) na wyjściu UPS (doprowadzone do odbiorników)

Wnioski Prawidłowe określenie specyfiki odbiorników energii w różnych obiektach związanych z działalnością człowieka umożliwia właściwe dostosowanie technicznych środków zaradczych w celu ograniczenia oddziaływania zaburzeń i jednocześnie bezprzerwowego dostarczenia energii do zasilanych urządzeń w przypadkach zaniku bądź nieprawidłowości napięcia sieciowego. Czasy podtrzymania zasilania awaryjnego zabezpieczanych przez system zasilania gwarantowanego odbiorników nie są liniową funkcją mocy, ponieważ ilość dostępnej energii (w zasobnikach) w znaczącym stopniu zależy od prądów rozładowania akumulatorów (zatem również od mocy załą-

39

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   czonych obciążeń), a także od napięć końcowych rozładowania oraz warunków temperaturowych. Należy przy tym mieć na uwadze, że w miarę zużycia akumulatorów (efekty starzenia) maleje ich pojemność elektryczna, a rośnie rezystancja wewnętrzna, co będzie wpływało na skrócenie czasów podtrzymania zasilania. W przypadku zapotrzebowania na długie czasy pracy autonomicznej układu zasilania awaryjnego warto wykorzystać współpracę zasilacza UPS z zespołem prądotwórczym. Osiąga się dzięki temu nieprzerwane długotrwałe zasilanie wrażliwych odbiorników napięciem o oczekiwanej bądź wymaganej jakości.

Literatura [1] [2] [3] [4] [5]

Bednarek K., Kasprzyk L., Suppression of higher harmonic components introduction to the networks and improvement of the conditions of electric supply of electrical equipment, Przegląd Elektrotechniczny, No 12b, 2012, p. 236-239. Barlik R., Nowak M., Jakość energii elektrycznej – stan obecny i perspektywy, Przegląd Elektrotechniczny, nr 07/08, 2005, s. 1-12. Bielecki S., Jakość energii elektrycznej na rynku energii, Przegląd Elektrotechniczny, nr 07/08, 2007,s. 68-72. Bednarek K., Kasprzyk L., Zasobniki energii w systemach elektrycznych, cz. 1 i 2, Poznan University of Technology Academic Journals, Electrical engineering, No 69, Poznań 2012, p. 199-218. Bednarek K., Moduły bateryjne w systemach zasilania gwarantowanego (UPS), Elektro.info, nr 4, 2013, s. 72-74.

40

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

EKSPOZYCJA NA PEM W EKSPERYMENTACH BIOELEKTROMAGNETYCZNYCH – ROZWIĄZANIA UKŁADOWE Paweł BIEŃKOWSKI 1, Paweł CAŁA1, Jarosław KIELISZEK 2, Joanna WYSZKOWSKA3 1 2

Politechnika Wrocławska

Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii 3

Uniwersytet Mikołaja Kopernika

Badania oddziaływania pól elektromagnetycznych (PEM) na organizmy prowadzone są od kilku dziesięcioleci i zainteresowanie nimi wciąż rośnie. Analizując metodykę opublikowanych badań można stwierdzić, że prowadzone są one, pod względem ekspozycji na PEM, w dwóch „kategoriach”. Pierwsza to doświadczenia, w których obiekty eksponowane są na PEM w warunkach „prawie rzeczywistych” np. źródłem PEM jest telefon komórkowy pracujący w warunkach normalnej eksploatacji czy linie wysokiego napięcia. Warunki ekspozycji w takich badaniach można z reguły traktować jedynie jako jakościowe – „pole jakie jest każdy widzi” a zgrubna ocena ekspozycji może być obarczona niepewnością nawet rzędu wielkości. Drugą kategorią są badania prowadzone w układach ekspozycyjnych, gdzie parametry PEM są jednoznacznie określone i kontrolowane. Prawidłowa ocena warunków ekspozycji pozwala porównywać wyniki i co ważniejsze odtworzyć badania w innym ośrodku. Do realizacji takich badań niezbędne jest wykorzystanie odpowiednich układów ekspozycyjnych umożliwiających uzyskanie wymaganego natężenia określonej składowej PEM przy pożądanej jednorodności i w wymaganym obszarze. Analiza możliwych rozwiązań jest przedmiotem tej pracy. W zależności od wymaganej składowej pola oraz obszaru badawczego stosuje się różne rozwiązania, przy czym zwykle zależności są takie, że wraz ze zwiększaniem wymiarów przestrzeni roboczej rośnie moc niezbędna do wytworzenia stałego natężenia pola, ale również wraz ze wzrostem częstotliwości pojawiają się ograniczenia wymiarów geometrycznych, co wynika z konieczności zachowania oczekiwanej jednorodności oraz minimalizacji niepożądanych składowych PEM. Zależności te zostaną przedstawione na przykładzie emiterów pola magnetycznego niskiej częstotliwości i PEM z pasma radio- i mikrofalowego. Do generowania pola magnetycznego niskich częstotliwości w paśmie do kilkuset Hz wykorzystuje się z reguły solenoidy lub cewki Helmholtza ze względu na stosunkowo proste konstrukcje, możliwość uzyskania dużych natężeń oraz dobrą jednorodność pola w stosunkowo dużym obszarze względem wymiarów całego układu. Obszar pola jednorodnego w obu rozwiązaniach jest stosunkowo duży i wynosi ponad ½ promienia cewek, a promień ten (i w przypadku solenoidu również długość) można dowolnie zmieniać. Na rysunku 1 przedstawiono względne zmiany natężenia pola wzdłuż głównych osi przykładowego solenoidu o proporcjach długość/promienia l/r = 2.

41

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   1,1

x/r - promień solenoidu

1

B/B0

0,9 0,8

x/l - oś wzdłużna solenoidu

0,7 0,6 0,5 -0,5

-0,4

-0,3

-0,2

-0,1

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

x/l, x/r

Rys. 1. Względne zmiany indukcji magnetycznej wzdłuż głównych osi solenoidu

Zauważalne są wyraźnie większe zmiany pola wzdłuż osi solenoidu niż wzdłuż promienia cewki. Pozwala to na świadome wybranie ułożenia obiektu badanego w obszarze roboczym. Zarówno cewki Helmholtza jak i solenoidy można projektować w dowolnych rozmiarach nawet o średnicach kilku metrów. Należy jednak pamiętać o występowaniu oprócz pola magnetycznego – również pola elektrycznego w cewce, przy czym natężenie tego pola rośnie wraz ze wzrostem napięcia zasilającego. W zakresie wyższych częstotliwości nie jest już możliwe rozdzielenie składowej elektrycznej i magnetycznej – mówimy wtedy już o polu elektromagnetycznym i istotne jest określenie wzajemnych zależności między składowymi E i H. Najkorzystniejsze jest wygenerowanie pola o strukturze fali TEM – fali rozchodzącej się w swobodnej przestrzeni. TEM generuje się np. w komorze Crawforda (linii TEM) – popularnym układzie ekspozycyjnym wzorcowego pola elektromagnetycznego stosowanym w zakresach częstotliwości do ok. 1 GHz. Maksymalne wymiary geometryczne ograniczone są górna częstotliwością pracy. W przybliżeniu można przyjąć, że maksymalną częstotliwość pracy wyznacza zależność fmax [MHz] = 50/d [m], gdzie d to odległość między okładkami, a jednocześnie żaden z wymiarów komory nie powinien przekraczać 1/4 długości fali. Pole jednorodne występuje maksymalnie w obszarze 1/3 d, co skutkuje tym, że w komorze pracującej do 1 GHz przestrzeń robocza nie przekracza wysokości ok.1,5 cm przy średnicy ok. 4 cm. W zakresie mikrofal układem ekspozycyjnym może być odcinek falowodu, ale zwykle stosuje się albo otwarte końce falowodu, anteny tubowe lub anteny stosowane w systemach radiokomunikacyjnych. Układy ekspozycyjne pracują zwykle jako układy otwarte, gdzie istotne jest ograniczanie rozproszenia pola oraz odbicia. Chcąc uzyskać możliwie duże natężenie pola przy rozsądnych mocach i ograniczeniu emisji niepożądanych, dąży się do umieszczania obiektów badanych możliwie blisko anten. To z kolei nie sprzyja uzyskiwaniu pola o dużej jednorodności. Na rysunku 2 przedstawiono symulację rozkładu natężenia pola w otoczeniu anteny mikropaskowej stosowanej w telefonach komórkowych, a na rys. 3 rozkład natężenia pola w otoczeniu jednej z anten dedykowanej do będącego w trakcie realizacji układu ekspozycyjnego przeznaczonego do hodowli komórkowych.

Rys. 2. Rozkład natężenia pola na wysokości 10 cm nad anteną dla 900 MHz (z lewej) oraz 1800 MHz (z prawej).

Rys. 3. Rozkład natężenia pola na wysokości 10 cm nad anteną dla 900 MHz (z lewej) oraz 1800 MHz

42

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Analiza wyników pozwala zauważyć, że jednorodność pola i obszar badawczy dla anteny dedykowanej jest znacznie większy niż dla anten standardowych. W przedstawionym rozwiązaniu, dla obszaru o średnicy 10 cm, niejednorodność dla anteny telefonu przekraczała ±32%, a dla anteny dedykowanej była mniejsza od ±13%. W doświadczeniach bioelektromagnetycznych, niezależnie od kontroli parametrów PEM, istotnie jest zapewnienie „neutralnych” warunków środowiskowych dla obiektów badanych i identycznych dla grupy kontrolnej (obiektów poddawanych tzw. „fikcyjnej ekspozycji” (z ang. sham exposure)). Głównym czynnikiem towarzyszącym generowaniu PEM mającym istotny wpływ na procesy fizjologiczne organizmów jest temperatura. Ważne jest również oświetlenie czy wilgotność.. Należy również sprawdzić układy ekspozycyjne pod względem ewentualnego występowania drgań, ponieważ mogą one wywoływać niepokój u zwierząt. Aby przybliżyć się do określenia mechanizmów biologicznych efektów oddziaływania PEM warto obserwować jego wpływ na różnych poziomach organizacji biologicznej, począwszy od całego organizmu aż do poziomu pojedynczych komórek.

43

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

44

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

ZMIANY TRENDÓW NATĘŻENIA PEM OD STACJI BAZOWYCH TELEFONII KOMÓRKOWEJ NA PODSTAWIE POMIARÓW MONITORINGOWYCH Paweł BIEŃKOWSKI, Paweł CAŁA, Bartłomiej ZUBRZAK Pracownia Ochrony Środowiska Elektromagnetycznego KTiT, Politechnika Wrocławska

Wprowadzenie Od wielu lat obserwujemy gwałtowny rozwój systemów radiokomunikacyjnych i związane z nim zmiany w widmie pola elektromagnetycznego (PEM) w środowisku. Jedną z bardziej znaczących zmian było wdrożenie w Polsce telefonii komórkowej GSM w 1997 roku – a obecnie wydaje się, że była ona zawsze w użyciu. Równolegle ze wzrostem liczby użytkowników telefonii komórkowej sukcesywnie zwiększały się ich wymagania wobec oferowanych usług. Coraz większe zapotrzebowanie na nowe usługi czasu rzeczywistego sprawiło pojawienie się nowszych systemów tj. UMTS, WiMax, LTE, czy będące w fazie testów nowoczesne systemy piątej generacji 5G. Jednocześnie każdy z operatorów rozwijał swoją sieć, z roku na rok zwiększając pokrycie terenów objętych zasięgiem świadczonych usług. Jednocześnie zmiany następowały też w innych systemach radiokomunikacyjnych – znikały przestarzałe systemy stępowane nowymi – np., 1999 r zrezygnowano w radiofonii UKF z pasma OIRT na rzecz CCIR, w 2009 r ostatecznie wyłączono systemy pracujące w paśmie NTM 450 (analogowa telefonia komórkowa), niedawno byliśmy świadkami wyłączenia ostatniego nadajnika analogowej telewizji naziemnej (2013 r), a Norwegia planuje do 2017 r zrezygnować z nadawania radia analogowego. Takie działania skutkują zmianami parametrów PEM w środowisku i to zarówno jeżeli chodzi o poziom, jak tez wykorzystanie widma. Ciekawe zjawiska można zaobserwować miedzy innymi w otoczeniu stacji bazowych analizując PEM na przełomie kilku lat. Najlepszym wskaźnikiem tych zmian są wyniki długoterminowych pomiarów monitoringowych.

Pomiary monitoringowe w otoczeniu stacji bazowych Istnieje wiele scenariuszy pomiarów monitoringowych. Ich dobór zależy od celu, jaki przyświeca pomiarom. Ogólnie monitoring można podzielić na pomiary selektywne, pomiary szerokopasmowe oraz pomiary szerokopasmowe z użyciem miernika selektywnego. Wyniki przedstawione w pracy opracowano na podstawie ostatniej metody. Do badań wykorzystywano dwa typy mierników. Pierwszy z mierników pozwalał na prowadzenie pomiarów w popularnych pasmach telekomunikacyjnych (GSM900/1800/UMTS) z rozdzieleniem na uplink (kierunek do BS) oraz downlink (kierunek do telefonu komórkowego), a drugi z przyrządów z analizatorem widma pozwalał na monitorowanie konkretnych podpasm telekomunikacyjnych. Pomiary przeprowadzono w dużym mieście (>800 tys. mieszkańców) i małym mieście (< 50 tys. mieszkańców) i każda sesja pomiarowa trwała od 20 do 80 godzin z odstępem między pomiarami 30 sekund. Poniżej przedstawiono wybrane wyniki. Dwa górne wykresy przedstawiają zmienność dobową w otoczeniu BS w małym mieście, a kolejne w dużym ośrodku. Porównania wykonano bez użycia narzędzi statystycznych biorąc do analizy zarówno wyniki nowe jak i pomiary realizowane kilka lat temu. Pozwoliło to na wyciągnięcie następujących wniosków:

45

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

    

Zmiany dobowe w natężeniu PEM w otoczeniu BS nadal są zauważalne, a ich trendy przypominają te obserwowane przed kilkoma laty, szczególnie w przypadku systemów GSM, gdzie dominującą usługą jest transmisja głosu W przypadku systemu UMTS zmiany dobowe są mniej wyraźne. Może mieć to związek z usługami wymagającymi większych przepustowości łącza, ich dostępności oraz malejącej ceny, a tym samym bardziej równomiernego obciążenia w ciągu doby. W przypadku wszystkich systemów zawęził się „wieczorny spadek” natężenia ruchu w porównaniu do pomiarów sprzed kilku lat. Wynika to prawdopodobnie ze spadku cen i tzw. ofert nielimitowanych na rozmowy głosowe, które skłaniają ludzi do korzystania z tych usług. Zauważono znacznie większe użytkowanie pasma GSM900 w mniejszym mieście, a z kolei większe użytkowanie pasma GSM1800 w dużym ośrodku. Obecne pomiary potwierdzają przedstawioną kilka lat tezę, że natężenie PEM od stacji bazowej silnie zależy od pory dnia oraz dnia tygodnia, a tym samym do określenia ekspozycji środowiska na PEM niezbędne jest prawidłowe dobieranie warunków pomiarów.

Rys. 1. Przykładowe wykresy z pomiarów monitoringowych w otoczeniu BS

46

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

MODEL CIEPLNY INSTALACJI ELEKTRYCZNEJ W BUDOWNICTWIE ENERGOOSZCZĘDNYM Lech BOROWIK 1, Adrian BARASIŃSKI2 1 2

Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny

Centralna Szkoła Państwowej Straży Pożarnej w Częstochowie

Wstęp Dobierając przewody elektryczne należy zwrócić uwagę na kilka kluczowych zmiennych. Są nimi m.in. przekrój żyły, obciążalność prądowa długotrwała oraz umiejscowienie. Efektem ubocznym towarzyszącym przepływowi prądu elektrycznego przez przewodnik jest wydzielanie się w nim ciepła. Ilość wydzielonego ciepła nie jest stała i zależy przede wszystkim od obciążenia. Zgodnie z normą [1] dobór maksymalnego natężenia prądu zależny jest od sposobu umiejscowienia. Głównym czynnikiem decydującym jest możliwość odprowadzenia ciepła do otoczenia. Bardzo istotnym problemem dla instalacji elektrycznej w domach energooszczędnych może być zastosowana warstwa izolacji cieplnej wypełniającej przegrodę. Określenie wpływu tego czynnika na warunki pracy przewodu elektrycznego w stosunku do nominalnego natężenia prądu obciążeniowego jest przedmiotem niniejszego artykułu. Obecne budownictwo energooszczędne cechuje się niskimi współczynnikami przewodzenia ciepła λ, aniżeli wcześniej stosowane wyroby ceramiczne. Dominuje trend budowania domów składających się z konstrukcji stalowej lub drewnianej wypełnionej materiałami izolacyjnymi cieplnie. Właściciele i użytkownicy domów dążą do zapewnienia jak najlepszych warunków zatrzymujących ciepło wewnątrz budynku, nie zawsze pamiętając o zmieniających się warunkach pracy instalacji elektrycznej. Przyczynia się to do stworzenia pewnych skrajnych warunków pracy, gdzie ciepło nie zostanie odprowadzone, a bliskie otoczenie potęguje jego kumulację wewnątrz przewodu. W celu określenia wpływu izolowanych cieplnie przegród domów energooszczędnych na obciążalność prądową przewodów elektrycznych zostały przeprowadzone przez autorów badania numeryczne, wykonane z wykorzystaniem programu Ansys.

Model badawczy W trakcie opracowywania modelu symulacyjnego kluczowe stało się uwzględnieni wszystkich zmiennych mających bezpośredni wpływ na uzyskiwane wyniki pomiarowe. Już na etapie wykonawczym konieczne było dokładne odwzorowanie właściwości geometrycznych przewodów oraz izolowanej cieplnie ściany. Do podstawowych czynników mających wpływ na rozkład temperatury w przewodzie elektrycznym należą przede wszystkim [8]: - konstrukcja przewodu; - wymiary geometryczne przewodu; - rodzaj materiałów użytych do budowy przewodu; - liczba obciążonych żył przewodów wielożyłowych; - sposób ułożenia przewodu; - temperatura otoczenia; - współczynnik oddawania ciepła do otoczenia. Analizując materiały uzyskane od firm wykonujących instalacje elektryczne w ścianach domów energooszczędnych łatwo można było dostrzec, że przewody elektryczne, szczególnie w ścianach wewnętrznych prowadzone są często w ich środku. Izolacja cieplna stanowiąca jej wypełnienie

47

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

  szczelnie otacza również sam przewód. Na tej podstawie wykonany został model symulacji zakładający, że instalacja elektryczna znajduje się w środku 20 cm ściany i z każdej strony obłożony jest izolacją cieplną o grubości ok. 10 cm.

Rys. 1 Model A3 – przewody elektryczne ułożone wewnątrz izolacji cieplnej

Obciążenie znamionowe długotrwałe Przygotowując model badawczy jako wzór przyjęto przewody pięciożyłowe typu YDYżo, YDYpżo oraz H05RR-F o przekroju 1,5mm2. Sam proces obliczeniowy obejmował obciążenie prądowe długotrwałe trzech żył fazowych zgodnie z danymi zawartymi w normie [1], po zadaniu których program wyznaczał rozkład pól temperaturowych dla danego przypadku. Zgodnie z danymi zamieszczonymi w normie [1, 3] dla przewodów ułożonych w ścianach izolowanych cieplnie, gdzie temperatura otoczenia wynosi ok. 20 °C odczytano maksymalne wartości natężenia prądu dla których uwzględniony został przeliczeniowy współczynnik temperaturowy wynoszący odpowiednio: 1,12 dla PVC i 1,08 dla EPR. Typ przewodu Obciążenie znamionowe [A] dla (temperatura graniczna dla izolacji) temperatury otoczenia 20 °C YDY(żo) 14,56 (70˚C) YDYp(żo) 15,11 (70˚C) H05RR-F 17,82 (60˚C) Tabela 1. Wartości obciążenia prądowego uwzględniające współczynniki temperaturowe

Analiza wyników pomiarowych Uzyskane wyniki pokazują, że izolowane cieplnie przegrody domów energooszczędnych mają znaczący wpływ na osiąganą temperaturę przewodów przy obciążenia długotrwałym. Konieczne staje się już na etapie projektowania dobrać takie rozwiązania, które zapewnią odpowiednią ochronę całej instalacji. Przekroczone dopuszczalne wartości temperatur w przewodach elektrycznych wymuszają zastosowanie w normach dodatkowych przeliczników zmniejszających graniczne wartości prądów [2]. Biorąc pod uwagę fakt, iż badane przewody znacznie przewyższały dopuszczalną długotrwałą temperaturę można założyć, że w dalszym etapie badania doprowadziłoby do całkowitego uszkodzenia przewodu, co mogłoby grozić powstaniem zwarcia miedzy żyłami, uszkodzeniem połączeń stykowych itp. [4]

48

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

νmax=87,7 ˚C

Rys. 2 Rozkład pól temperaturowych dla przewodu YDYżo obciążonego długotrwale

Literatura [1] [2] [3] [4]

Norma PN-IEC 60364-5-523:2001 Instalacje elektryczne w obiektach budowlanych. Dobór i montaż wyposażenia elektrycznego. Obciążalność prądowa długotrwała przewodów Borowik L., Barasiński A.: Instalacje elektroenergetyczne w budownictwie energooszczędnym, Przegląd elektrotechniczny 01/2015; PN-HD 60364-4-43:2012 Ochrona dla zapewnienia bezpieczeństwa – Ochrona przed prądem przetężeniowym Czaja P., Barasiński A.: Wpływ warunków otoczenia na temperaturę przewodów elektrycznych obciążonych długotrwale SWE, 2014

49

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

50

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

ŚCISKANIE WSADÓW RUROWYCH W PROCESIE ELEKTRODYNAMICZNEGO FORMOWANIA METALI – ANALIZA NUMERYCZNA Borys BOROWIK Politechnika Częstochowska, Wydział Inżynierii Mechanicznej i Informatyki, Instytut Technologii Mechanicznych

Wstęp W przypadku kształtowania przewodzącego wsadu rurowego kluczowe jest wyznaczenie pola magnetycznego, a co za tym idzie pola elektrycznego w formowanym wsadzie. Umożliwi nam to obliczenie sił działających na wsad, a w konsekwencji wyliczenie wielkości odkształcenia detalu. [1-6]

Pole magnetyczne i elektryczne Pole magnetyczne w formowanym wsadzie wyraża się wzorem [7-8] III

III

III

 2 H z ( r ,t ) 1  H z ( r , t )  H z ( r ,t )   0 3 0 2 r r t r

(1)

natomiast pole elektryczne: III

III

E Θ ( r ,t )  

1  H z ( r ,t ) 3 r

(2)

Do wyznaczenia pola magnetycznego stosujemy przekształcenie Laplace’a [9] III

III

III  2 H z ( r,s ) 1 H z ( r,s )   s 0  3 H z ( r , s )  0 2 r r r

(3)

Rozwiązaniem tego równania jest zmodyfikowana funkcja Bessela zerowego rzędu: [10] III

H z ( r , s )  A2 I 0 ( s

0  3 r )  A3 K 0 ( s 0  3 r )

(4)

Wyznaczając zespolone stałe całkowania z warunków brzegowych otrzymujemy ostatecznie III

H z (r , s) 

N ( s) H0 D( s)

(5)

gdzie

51

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

  2 I (



N ( s )  2 K 1 ( s  0  3 R1 )  s  0  3 R1 K 0 ( s  0  3 R1 ) I 0 ( s  0  3 r )  1



s  0  3 R1 )  s  0  3 R1 I 0 ( s  0  3 R1 ) K 0 ( s  0  3 r )



, D( s)  ( s  s 0 ) D1 ( s ) ,

 R )

 0  3 R2 ) 2 K 1 ( s  0  3 R1 )  s  0  3 R1 K 0 ( s  0  3 R1 ) 

D1 ( s )  I 0 ( s  K0 ( s



 0  3 R2 ) 2 I 1 ( s  0  3 R1 )  s  0  3 R1 I 0 ( s  0  3

1

Do obliczenia oryginału funkcji operatorowej można zastosować twierdzenie o rozkładzie





 N ( s ) III III H z (r , t )  L 1 H z (r , s )   ' 0 e s0t   D ( s 0 )



N (s n )

 D (s ) e n 1

snt

'

n

 H0 

(6)

Do rowiązania tego problemu konieczne jest wyznaczenie miejsc zerowych funkcji D1 ( )  I 0 ( j  ) 2 K 1 ( j   )  j   K 0 ( j   )  K 0 ( j  ) 2 I 1 ( j   )  j   I 0 ( j   ) ,

gdzie

s

 0  3 R2  j  ,

(7)

 0  3 R1  j   ,   R1 / R2

s

Zadanie to jest niezwykle trudne, ze względu na uwikłanie funkcji Bessela różnego rodzaju. Rozwiązanie można uzyskać jedynie drogą numeryczną. Do tego celu wykorzystano program MATLAB. Miejsca zerowe funkcji (7) zależą jedynie od parametru beta, czyli od wielkości promienia wewnętrznego i zewnętrznego wsadu.

Wnioski Do wyznaczenia oryginału funkcji (6) wystarczy wyznaczyć około 10 pierwszych miejsc zerowych. W zależności od zastosowania wsadów cienkościennych bądź grubościennych, czyli dla różnych parametrów beta, pierwszych 10 miejsc zerowych obliczono i podano w tabeli: [8] ξn

β =0,1

β =0,3

β =0,5

β =0,7

β =0,8

1

±2.40514196342 ±2.42734072876 ±2.55437778712 ±2.96297770713 ±3.45595943578

2

±5.52828704563 ±5.90098174293 ±7.32362880978 ±11.2965777254 ±16.4571566893

3

±8.69678220953 ±9.87335170992 ±13.1528586653 ±21.3806614858 ±31.8039293325

4

±11.9141067765 ±14.1019365374 ±19.2512868221 ±31.7105164145 ±47.3843570242

5

±15.1832852750 ±18.4424528114 ±25.4370567876 ±42.1097787801 ±63.0276845158

6

±18.4988096573 ±22.8370433184 ±31.6605266551 ±52.5377291376 ±78.6966608918

7

±21.8516337403 ±27.2610338333 ±37.9034717513 ±62.9802221935 ±94.3785648952

8

±25.2330355480 ±31.7025829286 ±44.1577369482 ±73.4310848171 ±110.067886753

9

±28.6359840032 ±36.1553962342 ±50.4191487144 ±83.8872003652 ±125.761856033

10 ±32.0552015046 ±40.6158454590 ±56.6853556257 ±94.3468272366 ±141.458928393 Program pozwala wyznaczyć miejsca zerowe dla dowolnego detalu(zmienna β). Następnie możemy wyznaczyć funkcję zespoloną wartości chwilowej natężenia pola magnetycznego  III III H z (r , t )   H z ,0 (r , t )  



H n 1

III z,n

 (r , t ) 1(t ) 

(8)

a następnie wartość pola magnetycznego

52

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 





 III H zIII (r , t )  Im H z (r , t )   H zIII,0 (r , t )  



H n 1

III z,n

 (r , t ) 1(t ) 

(9)

Wyznaczenie pola magnetycznego prowadzi do wyznaczenia pola elektrycznego, sił ściskających, a w konsekwencji odkształcenia formowanego wsadu.

Literatura [1]

Dobrogowski J., Kołaczkowski Z., Tychowski F., Tłoczenie metali impulsowym polem magnetycznym, PWN, Warszawa Poznań 1979 [2] Batygin Y. V., Daehn. G. S., The pulse magnetic fields for progressive technologies. Ohio State University., Kharkov – Columbus 1999 [3] Bednarczyk J., Elektrodynamiczna obróbka metali, Wydawnictwa AGH, Kraków 2007 [4] Bednarczyk J., Distributions of for ces in the inductors used in metal processing in the pulse magnetic field, Journal of Materials Processing Technology, 133(2003), pp.340-347 [5] Borowik B., Odkształcenie wsadów rurowych wybranych materiałów w procesie elektrodynamicznego formowania metali, Przegląd Elektrotechniczny., 12b/2011 pp. 19-21 [6] Tegopoulos J. A., Kriezis E. E,, Eddy Currents in Linear Conducting Media. Elsevier., New York 1985 [7] Piątek Z., Borowik B., Electromagnetic field in a cylindrical conductor in the process of metal forming using impulse magnetic field., XXVII IC SPETO, 2005 pp. 43-46 [8] Borowik B., Pole elektromagnetyczne, siły ponderomotoryczne, ciśnienie, energia i moc w rurowych wsadach przewodzących w procesie kształtowania impulsowym polem magnetycznym, rozprawa doktorska, Częstochowa 2006 [9] McLachlan N., Funkcje Bessela dla inżynierów, PWN, Warszawa 1964 [10] Osiowski J., Zarys rachunku operatorowego, WNT, Warszawa 1965

53

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

54

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

 

CONTACTLESS METHOD OF MEASUREMENT OF TEMPERATURE AT FAST PROCESSES Anton BUKARIEV, Viktor LIESNOI Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny

1. Introduction The modern science and technique even more often face necessity of carrying out of researches and the control of parameters the fast processes which duration makes 1 – 10 µs and less. Thus the control of changes of electric parameters for such processes is already mastered: changes of electric parameters on frequencies (about 1 GHz) are supervised. As to the control of not electric sizes (mechanical pressure, temperature, a spectrum of radiation, etc.) That here the situation is much more difficult. It is caused appreciable инерционностью elements of a measuring chain, reformative the measured size in the electric. In particular, at researches of such processes as detonation drawing of coverings, pulse selection of currents of the big density, electro pulse sintering and a number of others is very important to supervise temperature changes at course of these processes. The industrial devices, allowing to carry out temperature measurements in processes by duration 1 – 10 µs, now is not present: industrial pyrometers allow to carry out all to 50 measurements in a second. For today works in which the speed increase is reached for the account of application few inertial sensitive photo detectors, such as photomultiplier tubes (PMTs) [1, 2] are known. In the majority of works for reduction of a methodical error at temperature definition carry out comparison of object with the standard on each step of measurement. Such algorithm reduces speed of the device and breaks a continuity of the control of changes of temperature of radiating object. In the given work the algorithm of measurements in which comparison to the standard (graduation of measuring system) is made in the beginning and the end of short-term process of measurement not breaking a continuity of the control of a radiating surface is offered.

2. A measurement method On fig. 1 the scheme of the measuring device for temperature measurement is presented. From a source of radiation 1 light stream 2 passes through system of lenses 3, 4 and goes on an input of an optical path 5. By means of an optical path 5 light stream through a lens 6 goes on Kerr cell 7 and further through an optical filter 11 on a photodetector – PMT 13. The signal from a reference source 9 through second Kerr cell 8, being reflected from a translucent mirror 10, through an optical filter 11 goes on the same photodetector 13. Kerr сells 7 and 8 alternately direct on a photodetector a studied and reference signal, providing their comparison and graduation of measuring system. Signal PMT is transferred to a digital oscilloscope or the analogue-digital converter and further in the computing block for processing of the initial information. The control mean 14 provides the coordinated work of Kerr cells and the computing block with investigated object. In work [3] communication between relative change of signal PMT and relative change of temperature of a radiating surface is shown.

55

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

 

  k  T0  Ii   Ti  T0 1  ln      hc  I0   

1

,

(1)

where: T0 and I0 – accordingly temperature and signal PMT in basic (initial or final) a condition of a radiating surface, Ti and Ii – accordingly temperature and signal PMT in any ith condition of a radiating surface, h – Planck's constant, c – a velocity of light, λ – length of a wave allocated with an optical filter 11.

Fig. 1. The scheme of the measuring device (1 – a source of a light stream; 2 – a light stream; 3 – lens Fabry; 4, 6, 12 – lenses of optical system; 5 – an optical path; 7, 8 – Kerr cells; 9 – a source of reference light; 10 – a translucent mirror; 11 – an optical filter; 13 – PMT; 14 – a control mean; 15 – a digital oscilloscope; 16 – stabilized power supply PMT; 17 – the standard power supply)

In a computer according to expression (1) on the basis of experimentally measured dependence of anode current PMT on time–Ii = f (t) change of temperature of a surface during investigated process is defined.

3. Conclusions 1. The described method of measurement will allow to increase speed and almost continuously to supervise changes of temperature of radiating object. 2. In the long term to improve the given scheme by replacement PMT by a micro-channel plate (MCP). It will allow to spend measurement not the integrated characteristic of a surface of object (an object part), and to build images of distribution of temperature (thermography) with the permission proportional MCP. 3. With application MCP intensity measurement on frequencies is possible: decomposition of a light stream in a spectrum (for example, with the help diffraction lattice) and a stream direction on MCP, intensity definition.

References [1] [2] [3]

Минько Д.В. Фотоэмиссионный метод измерения температуры в процессе электроимпульсного спекания порошков тугоплавких металлов / Д.В. Минько, О.О. Кузнечик // Приборы и методы измерений. - 2012. – № 1 (4). Фрунзе, А.В. Высокоточный микропроцессорный дистанционный измеритель температуры (пирометр) / А.В. Фрунзе, В.П. Петропавловский – access mode: http://library.mephi.ru/data/scientific-sessions/2002/12/1003.html - 19.04.2012 г. Букарев А.А. Действующий макет электронного пирометра для контроля «хода температур» / А.А. Букарев, В.А. Лесной, А.П. Кислицын // Радиоэлектронные и компьютерные системы. - 2013. – № 1. – С. 28-34.

56

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

ZASTOSOWANIE KOMITETÓW KLASYFIKATORÓW W PROCESIE KLASYFIKACJI DANYCH POZYSKANYCH ZA POMOCĄ URZĄDZEŃ DIAGNOSTYKI MEDYCZNEJ Liliana BYCZKOWSKA-LIPIŃSKA 1, Agnieszka WOSIAK 2 1

Wyższa Szkoła Informatyki i Umiejętności w Łodzi 2

Politechnika Łódzka, Instytut Informatyki

Proces klasyfikacji zbiorów danych medycznych jest niezwykle istotnym i trudnym zagadnieniem, z uwagi na potrzebę uzyskania jak najwyższych współczynników dokładności dla uzyskanych wyników klasyfikacji. Obecnie prowadzone są liczne badania naukowe mające na celu wskazanie najbardziej skutecznych metod klasyfikacji, jednakże w dalszym ciągu nie została opracowana metoda klasyfikacji, która dawałaby dokładne rezultaty w odniesieniu do różnorodnych problemów medycznych. Z tego względu istnieje potrzeba prowadzenia dalszych badań. Niniejsza praca ma na celu opracowanie niezależnego badania będącego wkładem w literaturę związaną z tematem klasyfikacji, a także stanowi próbę wskazania skutecznej metody wielokrotnej klasyfikacji danych medycznych pozyskanych z urządzeń diagnostycznych z zastosowaniem komitetów (zbiorów) klasyfikatorów. Klasyfikacja hybrydowa z zastosowaniem komitetów klasyfikatorów stanowi obecnie jeden z najbardziej obiecujących nurtów uczenia maszynowego [1 - 5]. Pozwala na uzyskanie dokładniejszych wyników analizy klasyfikacyjnej w przypadku zbiorów, dla których nie ma precyzyjnych reguł klasyfikacyjnych, a także zwiększa wydajność klasyfikacji w sytuacjach, które z uwagi na różnorodność danych, wymagałyby testowania wielu metod przed wybraniem jednej z nich. Idea wielokrotnej klasyfikacji za pomocą komitetów klasyfikatorów polega na uwzględnieniu kilku modeli klasyfikatorów i połączeniu ich w celu uzyskania wyniku klasyfikacji przewyższającego pojedyncze rezultaty [6]. Najpopularniejszymi metodami klasyfikacji hybrydowej są jednorodne (homogeniczne) komitety klasyfikatorów, do których należą techniki agregacji modeli - głosowanie i uśrednianie (ang. bagging) oraz wzmacnianie (nazywane też losowaniem adaptacyjnym i łączeniem modeli, ang. boosting) [7 - 9], a także lasy losowe [10]. W ramach niniejszej pracy przeprowadzona zastała analiza porównawcza technik pojedynczej i wielokrotnej klasyfikacji w odniesieniu do medycznych zbiorów danych pozyskanych w wyniku różnorodnych badań diagnostycznych. Badania eksperymentalne przeprowadzone zostały na danych rzeczywistych. Dane do analizy pozyskane zostały z serwerów jednostek badawczych, udostępniających swoje zasoby do celów naukowych. Uwzględnione zostały zbiory danych pochodzące z następujących badań:  kardiotokografia (2126 przypadków, 21 atrybutów, problem wieloklasowy – 10 klas lub klasyfikacja binarna),  echokardiografia (132 przypadki, 13 atrybutów, klasyfikacja binarna),  mammografia (961 przypadków, 6 atrybutów, klasyfikacja binarna).

57

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

  Do oceny poszczególnych technik klasyfikacji przyjęte zostały następujące kryteria porównawcze: dokładność, czułość, precyzja, oraz średni błąd kwadratowy. Pierwszy etap eksperymentów obejmował pojedyncze techniki klasyfikacji. W drugim etapie zastosowane zostały komitety klasyfikatorów. Uwzględniono komitety jednorodne poprzez zastosowanie technik baggingu i boostingu dla wybranych pojedynczych metod klasyfikacji oraz komitety heterogeniczne z zastosowaniem głosowania większościowego. Badania eksperymentalne potwierdziły skuteczność klasyfikacji hybrydowej dla zbiorów danych pochodzących z urządzeń diagnostyki medycznej. Dalsze prace będą związane z zastosowaniem innych algorytmów i strategii doboru klasyfikatorów. Ponadto planowane jest uwzględnienie klasyfikacji rozmytej, która znajduje zastosowanie w odniesieniu do zbiorów medycznych [11 – 13].

Literatura 1. 2. 3. 4.

5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13.

Kuncheva LI. Combining Pattern Classifiers. Methods and Algorithms. John Wiley \& Sons, Inc.; 2004; Hoboken, New Jersey Rokach L. Pattern Classification Using Ensemble Methods. World Scientific Publishing Co., Inc.; 2010; River Edge, NJ, USA. Wozniak M, Graña M, Corchado E. A survey of multiple classifier systems as hybrid systems. Information Fusion 2014; 3-17. doi: 10.1016/j.inffus.2013.04.006 Galar M, Fernández A, Barrenechea E, Bustince H, Herrera F, A Review on Ensembles for the Class Imbalance Problem: Bagging-, Boosting-, and Hybrid-Based Approaches. Systems, Man, and Cybernetics, Part C: Applications and Reviews, IEEE Transactions on, 2012; 42(4):463-484. doi: 10.1109/TSMCC.2011.2161285 Seni G, Elder JF, Ensemble Methods in Data Mining: Improving Accuracy Through Combining Predictions. Morgan \& Claypool, 2010. Michalski R.S., Tecuci G., Machine Learning, A Multistrategy Approach. J. Morgan Kaufmann, 1994. Breiman L. Bagging predictors. Technical Report 421; 1994; Department of Statistics, University of California, Berkeley. Breiman L. Bagging predictors. Machine Learning; 1996; 26(2):123–140. Freund Y, Schapire RE. A decision–theoretic generalization of on-line learning and an application to boosting. Journal of Computer and System Sciences; 1997; 55(1):119–139. Breiman L. Random forests. Machine Learning; 2001; 45:5–32. Graña M, Toro C, eds. Advances in knowledge-based and intelligent information and engineering systems. Vol. 243. Ios Press, 2012. Graña M, Toro C, Howlett RJ, eds. Innovation in Medicine and Healthcare 2014. Vol. 207. IOS Press, 2015. Widjaja M, Darmawan A, Mulyono S, Fuzzy classifier of paddy growth stages based on synthetic MODIS data. In Advanced Computer Science and Information Systems (ICACSIS), 2012 IEEE International Conference on; 239-244.

58

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

OPTYMALIZACJA WIDMA OPRAW LED W ZASTOSOWANIACH DROGOWYCH Magdalena CHLEWICKA, Paweł WITKOWSKI, Andrzej KRAWCZYK, Marek KURKOWSKI Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny

Według danych statystycznych Komendy Głównej Policji z 2008 roku wynika, że odnotowano 15 024 wypadków z udziałem pieszych z czego w miejscach udostępnionych dla ruchu pieszego zanotowano 9343 wypadki, co stanowi 62% wszystkich wypadków z udziałem pieszych. Statystyki [1] podają że najwięcej wypadków odnotowano w miesiącach listopad-styczeń a głównym problemem okazało się być pogorszenie widoczności na jezdni (szybko zapadając zmierzch, gorsza widoczność, wydłużony czas hamowania). W związku z tym pojawiła się konieczność podjęcia działań zwiększenia widoczności na drogach poprzez odzież odblaskową oraz co najistotniejsze, poprawę oświetlenia przejść dla pieszych. Poprawa oświetlenia przejść na drodze z pewnością nie wyeliminuje wszystkich wypadków na drodze, ale jest jednym ze skuteczniejszych sposobów zmniejszenia ilości wypadków. Poprawę tą, można osiągnąć oświetlając przejścia dla pieszych a także poprawiając parametry oświetleniowe już tych istniejących w taki sposób by zapewniły jak najlepsza wydolność wzrokową kierującego pojazdem oraz spełniały zapisy normy PN-EN 13201 [2]. W uzyskaniu lepszej widoczności niewątpliwie pomaga niskie olśnienie, poziom natężenia oświetlenia rozszerzony na sąsiadujące z przejściem dla pieszych strefy oczekiwania na przejście a także układ optyczny oprawy poprawiający pionowe natężenie normalnego oświetlenia drogowego i gwarantujący jego wyższe wartości w porównaniu z oświetleniem poziomym generowanym przez pojazdy. Przy wytworzeniu wysokiego poziomu luminacji jezdni istotne jest takie rozmieszczenie opraw oświetlenia drogowego by pieszy był widoczny w ujemnym kontraście, to znaczy jako ciemna sylwetka na rozświetlonym tle. Wyniki z przeprowadzonych dotychczas badań [3] wykazują, iż zainstalowane oprawy oświetlenia drogowego nie zapewniają właściwej widoczności przejścia dla pieszych z perspektywy kierowcy dlatego istnieje potrzeba zastosowania dodatkowych opraw, których zadaniem jest oświetlenie pieszych w dodatnim kontraście poprzez odpowiednie ich rozmieszczenie i prawidłowe ukierunkowanie względem powierzchni przejścia dla pieszych. Jednym z takich rozwiązań jest zastosowanie przy przejściu dla pieszych dodatkowych opraw o asymetrycznym wyprowadzaniu światła, zwróconych w kierunku ruchu pojazdów i kierujących światło w stronę pieszych znajdujących się na przejściu. Wyniki przeprowadzonych badań [5] jednoznacznie wskazują na potrzebę wdrażania nowoczesnych rozwiązań poprawiających stan oświetlenia przejść dla pieszych.

Rys.1. Przykład prawidłowego oświetlenia przejścia dla pieszych z optyką prawostronną [4]

59

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Warto także zwrócić też uwagę na fakt, że oprócz bezpieczeństwa pieszych pożądane jest także efektywne energetycznie oświetlenie ulic nocą. Tradycyjnie zastosowane źródła światła nie poprawiają widoczności osób na drodze, zaś ich instalacja nie jest wydajna. Zastosowanie nowoczesnych produktów LED pozwala na uzyskanie oszczędności instalacji elektrycznej w granicach 75% [6]. Dodatkowo źródła LED, w odróżnieniu od sodowych źródeł światła, emitują czyste białe światło co w warunkach nocnych poprawia widoczność, ponieważ ludzki wzrok jest bardziej czuły na białe światło niż na żółte. Dodatkowo białe światło zapewnia lepsze oddawanie barw zaś układy ze źródłem światła LED mają możliwość sterowania wartością długością fal oraz wartością emitowanego strumienia świetlnego [7,8]. Oświetlenie drogowe jest eksploatowane w warunkach nocnych a więc przy niskich poziomach natężenia oświetlenia. Widzenie dzienne, zwane fotopowym, oznacza pracę wzroku przy ilości światła wystarczającej do pełnego wykorzystania możliwości zmysłu wzroku. W miarę zmierzchu widzenie to przechodzi poprzez widzenie mezopowe, charakteryzujące się częściową utratą postrzegania barw, w widzenie skotopowe występujące w warunkach skrajnie niekorzystnych, czyli przy znikomej ilości światła. Podczas widzenia skotopowego postrzegamy świat jako pozbawiony barw. Możliwe jest wtedy wyłącznie niewielkie rozróżnianie stopnia jasności elementów otoczenia. Znacznie spada też rozdzielczość oka, czyli możliwość rozpoznawania szczegółów obrazu. Widzenie fotopowe zapewnia największą czułość dla długości fali, odpowiadającej kolorowi zielonemu co odpowiada długości fali świetlnej 555 nm. Maksimum widmowe dla widzenia skotopowego przesuwa się w kierunku fioletu w okolice fal o długości 507 nm. Współcześnie stosowane oświetlenie drogowe dostosowane jest do widzenia fotopowego, które umożliwia dokładne rozróżnianie barw i szczegółów dlatego idealnym rozwiązaniem byłyby oprawy emitujące strumień w zakresie od około 480 do 570 nm.

Literatura 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8.

Statystyki policyjne z 2008 roku www.kgp.gov.pl PN-EN 13201-2:2007 Oświetlenie dróg. Część 2: Wymagania oświetleniowe. http://www.bezpieczne-przejscie.pl/badania-i-statystyki/analiza-porownawcza.html. Katalog oświetlenie przejść dla pieszych. Identyfikacja Widoczność Bezpieczeństwo Materiały firmy Thorn. Tomczuk P.: Ocena stanu oświetlenia wybranych przejść dla pieszych na podstawie parametrów natężenia oświetlenia. Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review), ISSN 0033-2097, R. 90 NR 1/2014, s. 303 – 306. Wojdat. M.: Oświetlenie drogowe z energooszczędnymi oprawami LED, www.ise.pl z dn. 15.11.2013. Kurkowski M., Chlewicka M., Krawczyk A., Kurkowska K., Witkowski P.: Analiza możliwości aplikacji oświetlenia LED w aspekcie bezpieczeństwa pieszych użytkowników dróg, Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review), ISSN 0033-2097, R. 90 NR 12/2014, s. 237 – 239. Witkowski P., Krawczyk A., Kurkowski M., Chlewicka M.: Optimization the selection of parameters LED emitters used in greenhouse crops, materiały V Konferencji Oświetleniowej krajów Grupy Wyszehradzkiej LUMEN V4 Wyszehrad, Węgry 8-10 października 2014, s. 346 – 350.

60

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

AGRESYWNA KOLONIA CHWASTÓW JAKO BIOMIMETYCZNA METODA OPTYMALIZACJI GLOBALNEJ Krzysztof CHWASTEK Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny

Wprowadzenie Przyroda od dawna stanowiła źródło inspiracji dla badaczy. Współcześnie obserwuje się wiele udanych prób stworzenia nowych jakościowo produktów czy urządzeń, imitujących rozwiązania stworzone przez Matkę Naturę [1]. Nowoczesne algorytmy optymalizacji są często inspirowane przez obserwacje ze świata flory i fauny [2-4] W pracy przedstawiono niedawno zaproponowany algorytm optymalizacji globalnej IWO (invasive weed optimization) [5]. W rolnictwie rozprzestrzenianie się chwastów stanowi poważny problem [6]. Metody plenienia się tych roślin stanowiły podstawę do opracowania algorytmu, który zdaniem jego twórców przewyższa efektywnością zarówno inne biomimetyczne metody, takie jak algorytmy genetyczne, memetyczne, optymalizacja rojem cząstek, jak też modyfikacje techniki symulowanego wyżarzania. Optymalizacja techniką IWO została wykorzystana m.in. do rozwiązywania zagadnień z teorii sterowania [7] i chaosu [8], praktycznych zagadnień z zakresu telekomunikacji [9,10] oraz elektroenergetyki [11]. Spośród ciekawszych zastosowań tej metody można wymienić zarządzanie zasobami bezzałogowych obiektów latających (dronów) [12].

Przykładowe zadanie testowe [13] Multimodalna funkcja bird: ( , ) = sin exp(1 − cos

) + cos

exp(1 − sin

) +(

−

) .

Dziedzina funkcji Minima globalne , ∈ 〈−2 , 2 〉. (4.701055751981055,3.152946019601391) = (−1.582142172055011, −3.130246799635430) = = −106.764537. Przykładowe wywołanie: iwo_1_1('bird', 4, 500, 2, 25, 8, 0, 3.8, 10, 0.1, 2*pi, -2*pi,'off'). Algorytm uruchomiono w trybie wsa-

61

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

dowym 40 razy, za każdym razem reinicjując zarodek generatora liczb pseudolosowych wykorzystując aktualną datę systemową (rand(‘seed’, now)), aby uniknąć ewentualnych problemów związanych z niedoskonałością generatora. We wszystkich przypadkach wartość funkcji celu znaleziona przez algorytm przyjęła wartość poniżej −106,7615, co stanowi stosunkowo dobre przybliżenie rzeczywistego minimum globalnego. Norma euklidesowa wyznaczona dla współrzędnych znalezionych punktów i najbliższych im współrzędnych minimów globalnych (podanych wyżej) nie przekraczała 4.5 ∙ 10 .

Literatura [1] B. Bhushan (2009) "Biomimetics: lessons from nature – an overview", Philos. T. Roy. Soc. A, Vol. 367, 1445-1486. [2] Wang Lei, Kang Qi, Wu Qi-Di (2007) "Nature-inspired computation – Effective realization of Artificial Intelligence", Syst Syst. Eng. Theor. Pract., Vol. 27, 126-134. [3] Xiaolei Wang (2009) "Hybrid nature-inspired computation methods for optimization", PhD Thesis, Helsinki University of Technology, Finland. [4] Hongnian Zang, Shujun Zhang, K. Hapeshi (2010) "A review of nature-inspired algorithms", J. Bionic Eng., Vol. 7 Suppl., S232-S237. [5] A. R. Mehrabian, C. Lucas (2006) "A novel numerical optimization algorithm inspired from weed colonization", Ecol. Inform., Vol. 1, 355-366. [6] St. R. Radosevich, J. S. Holt, Cl. M. Ghersa (2007) "Ecology of weeds and invasive plants", John Wiley & Sons, Hoboken. [7] A. H. Borzabadi, M. Heidari (2010) "Comparison of some evolutionary algorithms for approximate solutions of optimal control systems", Aust. J. Bas. Appl. Sci., Vol. 4, No. 8, 3366-3382. [8] M. Ahmadi, H. Mojallali (2012) "Chaotic invasive weed optimization algorithm with application to parameter estimation of chaotic systems", Chaos Soliton. Fract., Vol. 45, 1108-1120. [9] S. Karimkashi, A. A. Kishk (2010) "Invasive Weed Optimization and its features in electromagnetics", IEEE T. Antenn. Propag., Vol. 58, 1269-1278. [10] R. Zdunek, T. Ignor (2010) "UMTS base station location planning with Invasive Weed Optimization”, Lect. Not. Artif. Intell., Vol. 6114, 698-705. [11] M. Sahraei-Ardakani, M. Roshanaei, A. Rahimi-Kian, C. Lucas (2008) "A study of electricity market dynamics using invasive weed colonization optimization", Proc. 2008 IEEE Symposium on Computational Intelligence and Games (CIG’08), 276-282. [12] M. R. Ghalenoei, H. Hajimirsadeghi, C. Lucas (2009) "Discrete Invasive Weed Optimization algorithm: application to cooperative multiple task management of UAVs", Proc. Joint IEEE Conf. Decision and Control and 28th Chinese Control Conference, 1665-1670. [13] R. Oldenhuis, Many testfunctions for global optimizers, http://www.mathworks.com/matlabcentral/fileexchange/23147-many-testfunctions-for-globaloptimizers

62

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

 

TRYBOELEKTRYZACJA ZIAREN W CYKLONIE. ANALIZA WPŁYWU WYBRANYCH CZYNNIKÓW Antoni CIEŚLA AGH – Akademia Górniczo-Hutnicza w Krakowie, Katedra Elektrotechniki i Elektroenergetyki

1.

Wprowadzenie

Proces elektryzowania ziaren mieszanin proszkowych jest pierwszym etapem ich elektroseparacji. W pracy poddano analizie wpływ niektórych parametrów decydujących o przebiegu elektryzowania ziaren przez tarcie (metoda tryboelektryzacji). Jako urządzenie do elektryzowania zaproponowano cyklon. Skoncentrowano się głównie na zbadaniu zależności ładunku ziaren od ich granulacji i prędkości wlotowej do cyklonu. Wynikiem przeprowadzonych badań i analizy uzyskanych rezultatów jest stwierdzenie przydatności cyklonu do elektryzacji ziaren. Pozwala on bowiem na uzyskiwanie znacznych wartości ładunków w porównaniu z innymi urządzeniami (np. wibrującymi płytami).

2.

Cyklon jako urządzenie elektryzujące 7

3.

Rw

1

v

3 A

A Hc

Zastosowanie cyklonu w procesie tryboelektryzacji pozwala na intensyfikację kontaktu ziaren z powierzchnią elektryzatora (np. z metalem ścian, z którego zbudowany jest cyklon). Dokonuje się to dzięki powstaniu siły odśrodkowej występującej przy spiralnym ruchu strumienia gazu unoszącego ziarna mieszaniny. Z zasady działania cyklonu (pokazanej na rys. 1) wynika, że mieszanina ziaren i gazu transportującego wprowadzana jest z prędkością v po stycznej do zewnętrznej ściany cyklonu i wskutek tego porusza się w nim wzdłuż linii spiralnej.

A-A 1 F0

Rz Fs

u

2 4

-5 -6

6

-7

Rys. 1. Zasada działania cyklonu. 1 – króciec wlotowy, 2 – część cylindryczna (płaszcz cyklonu), 3 – rura wylotowa (komin cyklonu), 4 – część stożkowa cyklonu, 5 – mieszanina gazu transportującego i ziaren, 6 – ziarna naelektryzowane, 7 – gaz transportujący

Analiza rezultatów elektryzowania ziaren w cyklonie

Punktem wyjścia do rozważań są uzyskane eksperymentalnie zależności ładunku uzyskiwanego przez tarcie (efekt tryboelektryczny) ziaren węgla i pirytu od granulacji ziaren i ich prędkości wlotowej do cyklonu. Zależności te, pokazane na rysunkach (2 - 4), uzyskano na urządzeniu opisanym w rozdziale 2. W każdym punkcie charakterystyki wykonano 10 pomiarów.

4.

Podsumowanie

Na podstawie uzyskanych rezultatów badań, można sformułować następujące wnioski:

63

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

  1.

Cyklon wykorzystany jako urządzenie do elektryzowania ziaren przez tarcie pozwala uzyskiwać znaczne wartości ładunków przy stosunkowo niewielkim nakładzie energii. Łatwość zmian szeregu parametrów (np. prędkości wlotowej do cyklonu, stężenia ziaren w gazie transportującym) pozwala na sterowanie procesem elektryzacji w szerokim zakresie.

2.

Wartości ładunków, które uzyskują ziarna są znaczne – w porównaniu z wartościami tychże uzyskiwanymi innymi sposobami (np. na wibrującej płycie).

a)

b)   [C/g]

[C/g] x10-10

Q

x10-10

1000

Q

500 V = 8,0 m/s

400

800 V = 5,5 m/s

600

d= 0,365 mm

300

V = 4,0 m/s

400

200

200

100

Vwlot

d 0

0,2

0,4

0,6

0,8

1,0

0

[mm]

2

4

6

8

10

[m/s]

Rys. 2. Zależność ładunku jednostkowego ziaren węgla Q od ich granulacji d (a) i prędkości wlotowej do cyklonu vwlot (b)  

[C/g] x10-10

Q

[C/cm 2] x10-10

1 200

5,0

1000

4,0

σ

1

800

3,0

1

600

2 2,0

2

400 200

50

100

4

Sw

4 0

150

200

250

300

0

[cm2/g]

 

0,2

0,4

d 0,6

0,8

1,0

[mm]

Rys.4. Zależność gęstości powierzchniowej ładunku ziaren σ od ich granulacji d węgiel: 1 – v = 8,0 [m/s]; 2 – v = 5,5 [m/s]; 3 – 4,0 [m/s]; piryt: 4 – 8,0 [m/s]

Rys.3. Zależność ładunku jednostkowego ziaren Q od ich powierzchni właściwej Sw węgiel: 1 – v = 8,0 [m/s]; 2 – v = 5,5 [m/s]; 3 – 4,0 [m/s]; piryt: 4 – 8,0 [m/s];

3.

3

1,0

3

Obok zalet, zastosowanie cyklonu w separatorze elektrostatycznym, wnosi szereg niedogodności i ograniczeń. Istotny jest tu przede wszystkim wypływ naelektryzowanych ziaren z cyklonu i wprowadzenie ich w obszar pola elektrycznego (rys. 1). Wypływ powinien być laminarny, co jest gwarancją laminarnego ruchu strugi naelektryzowanych ziaren w komorze rozdziału separatora. Problem ten był dyskutowany przez autora w [1]. Cyklon – ze względu na specyfikę pracy – uniemożliwia taki wypływ. Doprowadzenie do równomiernego wypływu ziaren – niezależnie od parametrów wejściowych – musi być przedmiotem rozwiązań konstrukcyjnych wylotu z cyklonu.

64

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

  4.

Wraz z gazem transportującym z cyklonu wydostaje się najdrobniejsza frakcja ziarnowa materiału poddawanego elektryzowaniu (wprowadzanego do cyklonu). Nie wszystkie ziarna wprowadzane są więc do komory rozdziału separatora. Zakłóca to w oczywisty sposób ogólny bilans masy separowanych ziaren. Z tego względu cyklon wymaga wąskich klas ziarnowych separowanego materiału.

5.

Materiał, z którego powinien być wykonany cyklon powinien gwarantować selektywną (różnoimienną) elektryzację ziaren separowanej mieszaniny (o tym decyduje praca wyjścia ziaren ale także materiału o który ocierają się ziarna). Kolejnym wymogiem, który stawia się cyklonowi, to odporność materiału, z którego jest wykonany na ścieranie.

Literatura [1]

Cieśla A.: Badania eksperymentalne ruchu strugi naelektryzowanych ziaren w polu elektrycznym separatora odchylającego, PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY, ISSN 0033-2097, R. 89, Nr. 12/2013, pp. 215 – 218.

65

 

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

66

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

UPROSZCZONY MODEL DO SZACOWANIA PRĄDÓW WIROWYCH W CIELE CZŁOWIEKA Antoni CIEŚLA, Mikołaj SKOWRON, Wojciech KRASZEWSKI, Przemysław SYREK AGH Akademia Górniczo-Hutnicza w Krakowie

W wolnozmiennym polu elektromagnetycznym, na podstawie szeregu prac określane są dopuszczalne poziomy w kontekście możliwego oddziaływania na ludzki organizm. W pracach [1,2] znaleźć można wyszczególnione granice dla pól: elektrycznego i magnetycznego, jak również dotyczące gęstości prądów wirowych. Modele służące do obliczania rozkładu prądów wirowych w tzw. obszarach słaboprzewodzących [3,4] – o przewodnościach elektrycznych tkanek ludzkiego ciała, wiążą się z dużą złożonością obliczeniową, na którą wpływ mają: dokładność dyskretyzacji rozpatrywanego obszaru [5], precyzja obliczania rozkładu pola magnetycznego (indukcji lub wektorowego potencjału magnetycznego), dokładność rozwiązywania układu równań. Każdy z modeli wymaga rozwiązania równania różniczkowego cząstkowego. Prądy wirowe – powstające w zmiennym w czasie polu magnetycznym – są proporcjonalne do przyrostu pola magnetycznego, o wartości gęstości prądu decydują więc: częstotliwość wymuszenia, wartość szczytowa (lub skuteczna). Nie są to jednak czynniki decydujące. Na poziom gęstości prądu wpływ mają także, przewodność elektryczna i granice obszaru przewodzącego; a więc wzajemne usytuowanie poszczególnych struktur anatomicznych i ich parametry elektryczne. Model zaprezentowany w pracy [6] jest poprawny właściwie przy każdym kształcie przebiegu, również gdy sygnał zawiera wyższe harmoniczne. Należy wówczas wyznaczyć ekstremum pierwszej pochodnej przebiegu zasilającego generator pola magnetycznego. Szacowana wartość maksymalna gęstości prądu obliczana jest jako moduł wektora przedstawionego w zależności:

J r  

μ 0 γ i  t  dl  4π t L r  r ,  l 

gdzie: γ – maksymalna przewodność elektryczna spośród tkanek występujących w obszarze przewodzącym, L – krzywa opisująca uzwojenie generatora pola magnetycznego, i  t  / t – ekstremum pochodnej funkcji wymuszenia Do obliczeń zastosowano model ciała [7], udostępniony przez The Foundation for Research on Information Technologies in Society (IT'IS). Rysunek 2 przedstawia powierzchnię ciała oraz jeden z przekrojów, w którym wyróżniono, m.in.: tchawicę, arterię i żyły, skórę, mięśnie, płuca, tkankę tłuszczową oraz kości i szpik kostny. Każdej z tkanek należy przypisać odpowiednią przewodność elektryczną. Wart podkreślenia jest fakt, że do badań numerycznych robione jest to arbitralnie. Na podstawie publikacji [8-11] porównano parametry tkanek (przewodność elektryczną, która może być używana w modelach o ekstremalnie niskiej częstotliwości). Rozbieżności są spore.

67

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

Rys. 1. Oznaczenia wykorzystane we wzorze

Rys. 2. 34-letni mężczyzna, 1,77 m wzrostu, 72,4 kg, przekrój na wysokości 1,5 m z zaznaczonymi organami

Zatem określenie przewodności maksymalnej występującej w poddawanym analizie organizmie jest bardzo uznaniowe i w zależności od sytuacji może to prowadzić do rozbieżności rzędu kilkudziesięciu procent. Jednak rozpatrywany sposób szacowania maksymalnych wartości prądów wirowych wart jest uwagi, choćby w procesie optymalizacji konstrukcji urządzeń, gdzie gęstość indukowanych prądów wirowych może być jednym z narzuconych ograniczeń, a redukcja złożoności obliczeniowej w optymalizacji jest bardzo ważna. [1]

International Commision on Non-Ionizing Radiation Protection: ICNIRP Guidelines for limiting exposure to time-varying electric and magnetic fields (1 Hz – 100 kHz), published in: Health Physics, 99 (2010), n.6, 818-836 [2] Bernhardt J.H.: The establishment of frequency dependent limits for electric and magnetic fields and evaluation of indirect effect, Radiation and Environmental Biophysics, 27(1), 1988, s.1-27. [3] Płonecki P., Starzyński J., Wincenciak S., Sawicki B.: Modelling of eddy-currents using electric scalar potential, ISTET’09, 294-298 [4] Sawicki B., Starzyński J., Wincenciak S.: Numerical Model of Magnetic Stimulation With Metal Implants, IEEE Transactions on Magnetics, 42(4), 2006, 783-786 [5] Sawicki B., Okoniewski M.: Adaptive Mesh Refinement Techniques for 3D Skin Electrode Modeling, IEEE Transactions on Biomedical Engineering, 57(3), 2010, 528-533 [6] Noetscher G.N., Makarov S.N., Sciré-Scappuzzo F., Pascual-Leone A.: A Simple Absolute Estimate of Peak Eddy Currents Induced by Transcranial Magnetic Stimulation Using the GR Model, IEEE Transactions on Magnetics, 49(9), 2013, 4999-5003 [7] A. Christ, W. Kainz, E.G. Hahn, K. Honegger, M. Zefferer, E. Neufeld, W. Rascher, R. Janka, W. Bautz, J. Chen, B. Kiefer, P. Schmitt, H.P. Hollenbach, J.X. Shen, M. Oberle, D. Szczerba, A. Kam, J.W. Guag, N. Kuster, “The Virtual Family – Development of surface-based anatomical models of two adults and two children for dosimetric simulations, Physics in Medicine and Biology, 55(2): N23-N38, 2010. [8] Foster K.R., Schwan H.P.: Dielectric properties of tissues/Handbook of Biological Effects of Electromagnetic Fields, CRC Press, 1994. [9] Gabriel S., Lau R.W., Gabriel C.: The dielectric properties of biological tissues: III Parametric models of the dielectric spectrum of tissues, Physics in Medicine and Biology, 41, 1996, s.2271-2293. [10] Dimbylow P.: Development of the female voxel phantom, NAOMI, and its application tocalculations of induced current densities and electric fields from applied low frequency magnetic and electric fields, Physics in Medicine and Biology, 50, 2005, s.1047-1050. [11] Hoang L.H., Scoretti R., Burais N.: Numerical Dosimetry of Induced Phenomena in the Human Body by a Three-Phase Power Line, IEEE Transactions On Magnetics, vol.45, no.3, 2009, s.1666-1669.

68

 

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

WYKORZYSTANIE POLA MAGNETYCZNEGO DO WZBOGACENIA POWIETRZA Antoni CIEŚLA, Mikołaj SKOWRON, Przemysław SYREK, Wojciech KRASZEWSKI AGH Akademia Górniczo-Hutnicza w Krakowie, Wydział Elektrotechniki, Automatyki, Informatyki i Inżynierii Biomedycznej, Katedra Elektrotechniki i Elektroenergetyki

Pole magnetyczne oddziałuje na przepływający gaz. Działanie to zależy to od podatności magnetyczne gazu. Przykładem mieszaniny gazów o różnych właściwościach magnetycznych jest powietrze. Przepływ powietrza lub tlenu przez obszar pola magnetycznego, jest typowym przepływem medium o właściwościach paramagnetycznych. Poprzez zmianę wartości pola magnetycznego oraz jego gradientu można regulować oddziaływanie pola na cząstki gazu [1, 2]. Bardzo silne pole magnetyczne i gradient tego pola może również powodować tworzenie się kurtyny powietrznej co w konsekwencji może spowodować blokowanie przepływu gazu [3, 4]. Wykorzystując różne właściwości magnetyczne gazów można wpływać na trajektorie ruchu cząsteczek znajdujących się w obszarze działania pola magnetycznego, a co za tym idzie rozdzielać lub wzbogacać mieszaniny gazów mających różne podatności magnetyczne [5, 6]. Mieszaniną gazów jest m.in. powietrze atmosferyczne a jego głównymi składnikami są: azot który posiada właściwości diamagnetyczne (N2, m=-12.0510-6 cm3/mol), oraz tlen który ma właściwości paramagnetyczne (O2, m=340210-6 cm3/mol) [5]. Różne właściwości magnetyczne wymienionych gazów, dają możliwość rozdzielenia ich przy użyciu silnego pola i dużego gradientu pola magnetycznego. Efektem może być powietrze wzbogacone w tlen lub też czysty tlenu. Wartość siły pochodzącej od pola magnetycznego działającej na jednostkę objętości wyraża się wzorem: 1 ∙ ∙  przenikalność magnetyczna próżni,  podatność magnegdzie: F  wartość siły magnetycznej tyczna gazu, B  wartość indukcji magnetycznej,  gradient indukcji magnetycznej. Siła jest skierowana w kierunku gradientu pola magnetycznego i nie pokrywa się z kierunkiem indukcji pola magnetycznego. Gradient pola magnetycznego można wytworzyć umieszczając w polu elementy porowate o właściwościach ferro lub diamagnetycznych. Na rys.1. przedstawiono schemat oddziaływania siły pola i gradientu pola magnetycznego wytworzonego w skutek umieszczenia w obszarze pola magnetycznego elementu porowatego o właściwościach diamagnetycznych, na tlen O2 oraz azot N2. Widząc, że tlen będzie wciągany w obszar silnej niejednorodności pola, azot zaś – ze względu na inne właściwości – wypychany z tego obszaru.

Rys.1. Schemat działania sił pola magnetycznego i gradientu pola na tlen i azot [5]

69

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

 

Jako element diamagnetyczny wytwarzający gradient pola magnetycznego można wykorzystać membranę wykonaną z nadprzewodnika a więc z materiału, który poniżej temperatury krytycznej TC jest idealnym diamagnetykiem. Temperatury pracy nadprzewodników są bardzo niskie (około 77 K), zatem utrzymanie membrany w tak niskiej temperaturze, bez chłodzenia przepływającego gazu jest technicznie bardzo trudne. We własnych, pierwszych eksperymentach, których celem było stwierdzenie możliwości wzbogacenia powietrza w tlen, do budowy membrany diamagnetycznej wykorzystano materiał mający także właściwości diamagnetyczne – grafen [7]. Z wykonanych pomiarów podatności magnetycznej grafenu, otrzymano wartość podatności objętościowej  = -1.068 10-8 . 1

2

3

4

5

3 6 7

Rys.2. Schemat układu pomiarowego do separacji gazu: 1  kompresor, 2  zawór regulujący ciśnienie, 3  czujniki pomiaru zawartości tlenu, 4  membrana, 5  magnesy neodymowe, 6  tor ze wzbogaconym powietrzem w tlen, 7  tor ze zubożonym powietrzem w tlen

Na rysunku 2 przedstawiono schemat układ badawczego do rozdzielania gazów wchodzących w skład powietrza. Składa się on z kompresora tworzącego ciśnienie, umożliwiającego przepływ powietrza oraz zaworu, który zamyka lub otwiera a także reguluje przepływ gazu. Czujniki tlenu umożliwiają pomiar zawartości tego gazu, przed układem rozdzielającym (membraną) oraz w przewodzie w którym spodziewana jest wyższa zawartość tlenu. Do pomiaru zawartości tlenu użyto czujników firmy Figaro Engineering (KE-25 i KE-50). Główną częścią układu są magnesy neodymowe wytwarzające pole magnetyczne, oraz kolektor w którym umieszczona została membrana. Membrana ma strukturę porowatą, gazo przepuszczalną, wykonaną z grafenu z domieszką żywicy. Analiza wyników pomiarów pierwszych eksperymentów zawartości tlenu wykazała różnicę około 1,5%, między wskazaniem czujnika przed membraną a wskazaniem czujnika znajdującego się za membraną. Różnica ta jest nie duża (na poziomie błędu pomiarowego). Niemniej jednak otrzymane wyniki są obiecujące i zachęcają autorów do prowadzenia dalszych badań w tym obszarze.

[1] [2] [3] [4] [5] [6] [7]

Shu-Shen Lu & Hiroyuki Ozoe: Effects of gradient magnetic fields on the magneto-thermal mixed convection of air in a horizontal pipe, Chemical Engineering Communications, (2008) 195:5, 536-545 Hiroshi Tani, Shinji Koganezawa, and Norio Tagawa Drag Reduction of Laminar Airflow in Circular Pipe With Magnetic Field IEEE Transactions On Magnetics, VOL. 49, NO. 7, 2013, 3468-3471 S. Ueno, M. Iwasaka, H. Eguchi and T. Kitajima Dynamic Behavior of Gas Flow in Gradient Magnetic Fields IEEE Transactions On Magnetics, VOL. 29, NO. 6, 1993 3264-3266 S. Ueno, M. Iwasaka, and T. Kitajima Redistribution of dissolved oxygen concentration under magnetic fields up to 8 T Journal of Applied Physics 75, (1994), 7174 -7176 A. Cieśla Theoretical consideration for oxygen enrichment from air using high-TC superconducting membranes, Przegląd Elektrotechniczny, R. 88, NR 7b/2012, 40-43 Jun Cai, Li Wang, Ping Wu, Zhengqiang Li, Lige Tong, Shufeng Sun Study on oxygen enrichment from air by application of the gradient magnetic field Journal of Magnetism and Magnetic Materials 320 (2008) 171–181 Margherita Sepioni Magnetic properties of graphene University of Manchester Faculty of Engineering and Physical sciences, Degree of Doctor 2012

70

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

WPŁYW STAŁEGO POLA ELEKTRYCZNEGO GENEROWANEGO W OTOCZENIU LINII PRZESYŁOWYCH WYSOKIEGO NAPIĘCIA PRĄDU STAŁEGO NA STĘŻENIE WYBRANYCH HORMONÓW WE KRWI SZCZURÓW Grzegorz CIEŚLAR 1, Paweł SOWA 2, Aleksander SIEROŃ 1 1

Katedra i Oddział Kliniczny Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej w Bytomiu Śląskiego Uniwersytetu Medycznego w Katowicach 2

Instytut Elektroenergetyki i Sterowania Układów Politechniki Śląskiej w Gliwicach

Wyniki licznych badań eksperymentalnych potwierdziły, że pola elektryczne o różnych parametrach fizycznych wpływają w istotny sposób na aktywność gruczołów endokrynnych. Celem pracy była ocena wpływu długotrwałej ekspozycji szczurów w stałym polu elektrycznym o parametrach fizycznych generowanych przez linie wysokiego napięcia prądu stałego na aktywność wybranych hormonów we krwi zwierząt doświadczalnych. Materiał badawczy stanowiło 128 samców szczurów rasy Wistar w wieku 6 tygodni, o masie ok. 150 g, podzielonych na 4 równoliczne grupy nie różniące się znamiennie pod względem wyjściowej masy ciała. W trakcie doświadczeń szczury przebywały w optymalnych warunkach, w specjalnie zaadaptowanym pomieszczeniu o stałej temperaturze (22oC) i wilgotności powietrza, w którym oświetlenie zmieniało się w cyklu 12-godzinnym. Zwierzęta umieszczone były w typowych plastikowych klatkach o wymiarach 60x40x20 cm, po 8 sztuk w klatce, co pozwalało im na swobodne poruszanie się, karmione były standardową paszą granulowaną dla szczurów typu Labofed B i miały nieograniczony dostęp do wody pitnej. Szczury z 3 grup eksperymentalnych zostały poddane cyklowi codziennych ekspozycji na działanie stałego pola elektrycznego o natężeniu odpowiednio: 16, 25 i 35 kV/m, natomiast szczury z grupy kontrolnej poddawane były ekspozycji pozorowanej, w trakcie której pomiędzy elektrodami układu ekspozycyjnego nie było generowane pole elektryczne. Czas trwania pojedynczej ekspozycji wynosił 8 godzin. We wszystkich grupach wydzielono 4 równoliczne podgrupy (po 8 szczurów każda), różniące się czasem ekspozycji w polu elektrycznym lub ekspozycji pozorowanej. Szczury z poszczególnych podgrup poddawane były cyklowi odpowiednio 14, 28 i 56 codziennych ekspozycji, a w ostatniej podgrupie zwierzęta po zakończeniu cyklu 56 codziennych ekspozycji przebywały dalej przez okres 28 dni w tych samych warunkach środowiskowych z wyłączeniem oddziaływania pola elektrycznego. Stałe pole elektryczne wykorzystywane w doświadczeniu generowane było za pomocą układu ekspozycyjnego składającego się z: autotransformatora, transformatora wysokiego napięcia 220 V/60 000 V, prostownika kaskadowego, opornika wodnego, 2 okrągłych elektrod, pomiędzy którymi umieszczano klatkę ze zwierzętami oraz kilowoltomierza magnetostatycznego typu C 196. Po zakończeniu cyklu badawczego składającego się z ustalonej liczby ekspozycji w polu elektrycznym lub odpowiednio ekspozycji pozorowanych, każdorazowo 8 szczurów z poszczególnych grup było głodzonych przez 24 h, a następnie sekcjonowanych w narkozie Morbitalowej w godzinach porannych. W uzyskanej surowicy za pomocą rutynowych metod radioimmunologicznych oznaczano stężenie ACTH, kortykosteronu, trójjodotyroniny, tyroksyny i testosteronu.

71

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   W 14 dniu cyklu ekspozycji średnie stężenie ACTH w grupach 16 kV/m i 25 kV/m nie różniło się znamiennie od wartości w grupie kontrolnej, natomiast w grupie 35 kV/m było znamiennie niższe niż w grupie kontrolnej o 31,2% (p=0,009). W 28 i 56 dniu cyklu ekspozycji oraz w 28 dniu po jego zakończeniu średnie stężenie ACTH w grupach szczurów eksponowanych w polu elektrycznym nie różniło się znamiennie od wartości w grupie kontrolnej. W 14 dniu cyklu ekspozycji średnie stężenie kortykosteronu w grupach 16 kV/m, 25kV/m i 35kV/m było znamiennie niższe niż w grupie kontrolnej, odpowiednio o 34,3% (p=0,046), 36,8% (p=0,046) i 50,7% (p=0,006). W 28 dniu cyklu ekspozycji stężenie kortykosteronu w grupie 16 kV/m nie różniło się znamiennie od wartości w grupie kontrolnej, natomiast w grupach 25 kV/m i 35 kV/m było znamiennie niższe niż w grupie kontrolnej, odpowiednio o 41,5% (p=0,036) i 78,1% (p=0,002). W 56 dniu cyklu ekspozycji oraz w 28 dniu po jego zakończeniu średnie stężenie kortykosteronu w grupach szczurów eksponowanych w polu elektrycznym nie różniło się znamiennie od wartości w grupie kontrolnej. W 14 dniu cyklu ekspozycji średnie stężenie trójjodotyroniny w żadnej z grup zwierząt eksponowanych w polu elektrycznym nie różniło się znamiennie od wartości w grupie kontrolnej. W 28 dniu cyklu ekspozycji średnie stężenie trójjodotyroniny w grupie 16 kV/m nie różniło się znamiennie od wartości w grupie kontrolnej, natomiast w grupach 25 kV/m i 35 kV/m było znamiennie wyższe niż w grupie kontrolnej, odpowiednio o 16,1% (p=0,021) i 24,9% (p=0,002). W 56 dniu cyklu ekspozycji średnie stężenie trójjodotyroniny w grupie 16 kV/m nie różniło się znamiennie od wartości w grupie kontrolnej, natomiast w grupach 25 kV/m oraz 35 kV/m było znamiennie wyższe niż w grupie kontrolnej, odpowiednio o 23,0% (p=0,046) i 28,8% (p=0,036). W 28 dniu po zakończeniu cyklu ekspozycji średnie stężenie trójjodotyroniny w grupie 16 kV/m nie różniło się znamiennie od wartości w grupie kontrolnej, natomiast w grupach 25 kV/m oraz 35 kV/m było znamiennie wyższe niż w grupie kontrolnej, odpowiednio o 25,6% (p=0,006) i 32,2% (p=0,003). W 14 dniu cyklu ekspozycji średnie stężenie tyroksyny we wszystkich grupach zwierząt eksponowanych w polu elektrycznym było znamiennie wyższe niż w grupie kontrolnej odpowiednio o 31,3% (p=0,016), 33,4% (p=0,012) i 57,8% (p=0,002). Podobnie w 28 dniu cyklu ekspozycji średnie stężenie tyroksyny we wszystkich grupach zwierząt eksponowanych w polu elektrycznym było znamiennie wyższe niż w grupie kontrolnej odpowiednio o 28,6% (p=0,006), 23,6% (p=0,046) i 50,9% (p=0,001). W 56 dniu cyklu ekspozycji średnie stężenie tyroksyny w grupie 16 kV/m było znamiennie wyższe niż w grupie kontrolnej o 30,7% (p=0,009), natomiast w pozostałych grupach zwierząt eksponowanych w polu elektrycznym nie różniło się znamiennie od grupy kontrolnej. W 28 dniu po zakończeniu cyklu ekspozycji średnie stężenie tyroksyny w grupach szczurów eksponowanych w polu elektrycznym nie różniło się znamiennie od wartości kontroli. W 14 dniu cyklu ekspozycji średnie stężenie testosteronu we wszystkich grupach zwierząt eksponowanych w polu elektrycznym było znamiennie wyższe niż w grupie kontrolnej odpowiednio o 666,5% (p=0,006), 657,7% (p=0,021) i 692,0% (p=0,005). W 28 i 56 dniu cyklu ekspozycji oraz w 28 dniu po jego zakończeniu średnie stężenie testosteronu w żadnej z grup zwierząt eksponowanych w polu elektrycznym nie różniło się znamiennie od wartości w grupie kontrolnej. Na podstawie wyników przeprowadzonych badań wykazano, że długotrwała ekspozycja na oddziaływanie stałego pola elektrycznego o parametrach fizycznych generowanych przez linie przesyłowe wysokiego napięcia prądu stałego powoduje przejściowe pobudzenie wydzielania hormonów tarczycowych i testosteronu oraz zmniejszenie stężenia kortykosteronu, prawdopodobnie w przebiegu długotrwałej reakcji stresowej wywołanej oddziaływaniem pola elektrycznego, a uwzględniając fakt, że obserwowane efekty hormonalne w większości występowały dla wartości natężenia pola powyżej 16 kV/m, w opracowywanych zaleceniach należy uwzględnić potencjalną szkodliwość pól o takich parametrach dla układu hormonalnego organizmów żywych.

72

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

POLE ELEKTROMAGNETYCZNE STACJI RADIODYFUZYJNEJ W OBSZARZE WIELKOMIEJSKIM Katarzyna CIOSK, Roman ŻYŁA Politechnika Świętokrzyska, Wydział Elektrotechniki, Automatyki i Informatyki

Wyznaczenie pola elektromagnetycznego stacji radiodyfuzyjnej w rzeczywistych warunkach jest zadaniem trudnym. Na pracę stacji radiowej i kształt jej charakterystyki ma wpływ wiele czynników, zarówno wewnętrznych związanych z parametrami technicznymi jak i zewnętrznych związanych z ogólnie rozumianymi warunkami środowiskowymi. Nadawanie sygnałów, a także ich odbiór i odtwarzanie zależą od układu i konstrukcji urządzeń przeznaczonych do tych celów. W każdym miejscu, czasie i zakresie częstotliwości istnieją określone warunki propagacyjne, których znajomość jest konieczna do optymalnego projektowania i wykorzystania systemów radiokomunikacyjnych. Zakres fal UKF jest bardzo ważny, ponieważ wykorzystują je służby radiokomunikacyjne. Fale tego zakresu rozchodzą się głównie jako fala przyziemna mająca dwie składowe: bezpośrednią i odbitą. Zarówno nierówności powierzchni, jak i niejednorodność gruntu wywierają duży wpływ na rozprzestrzenianie się tych fal. Na skutek interferencji fal z wielokrotnych odbić obserwuje się znaczne zmiany natężenia pola przy przejściu z jednego miejsca do drugiego. Następuje więc zjawisko wielodrogowości i poszczególne fale dodają się wektorowo w antenie odbiorczej. Propagacja wielodrogowa, czyli rozkład opóźnień występuje, gdy sygnał dociera do odbiornika wieloma drogami o różnym czasie propagacji. Rozciągnięcie sygnału może powodować interferencje, co ogranicza maksymalną szybkość transmisji. Jeśli nadajnik i odbiornik są nieruchome, poziom sygnału jest w zasadzie stały w funkcji czasu poza możliwymi fluktuacjami atmosferycznymi. Gdy odbiornik znajduje się w ruchu poziom sygnału zmienia się w zależności od warunków propagacji i mogą wystąpić okresowe jego zaniki mające charakter selektywny zależnie od częstotliwości. Ze względu na poruszanie się występuje efekt Doplera, który przesuwa widmo sygnału na osi częstotliwości. Do tych zjawisk dochodzą zakłócenia wspólnokanałowe i sąsiedniokanałowe, a także szumy atmosferyczne i przemysłowe – ich poziom maleje ze wzrostem częstotliwości. W pracy wyznaczono pole elektromagnetyczne stacji radiodyfuzyjnej 91,2 FM. Poddany analizie obszar aglomeracji wielkomiejskiej wynosił 196689 ha i obejmował w całości: Chorzów, Czeladź, Piekary Śl., Siemianowice Śl., Świętochłowice oraz częściowo: Katowice, Bytom, Zabrze, Będzin, Radzionków, Mysłowice, Sosnowiec, Ruda Śl., Dąbrowa Górnicza i fragmentarycznie: Jaworzno, Mikołów. Rysunek 1 pokazuje perspektywiczny rzut linii siatki nałożonej na teren. Na rysunku ukazana jest antena nadawcza „X”.

Rys. 1. Perspektywa mapy terenu

73

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   Teoretyczną mapę rozkładu natężenia pola elektromagnetycznego radiowej stacji nadawczej o zdefiniowanych parametrach i symulowanych warunkach za pomocą oprogramowania MTV pokazano na rysunku 2. Obliczenia propagacyjne przeprowadzono zgodnie z zaleceniami przedstawionymi w rekomendacjach ITU-R [1, 2]. Na badanym obszarze bardzo niewiele w porównaniu do obszaru wielkomiejskiego jest miejsc, gdzie odbierany sygnał jest na poziomie dla obszaru miejskiego. Natomiast wartości sygnału dla obszaru wiejskiego zajmują największą część mapy, nawet w miejscowościach ściśle określonych wchodzących w skład aglomeracji wielkomiejskiej takich jak Gliwice. Wykonano również pomiary pozwalające ocenić poprawność obliczeń. Pomiary pola elektromagnetycznego stacji radiowych przeprowadzono przy użyciu ruchomej stacji pomiarowej (RSP) oraz sprzętu specjalistycznego: radiokomunikacyjnego odbiornika miniportowego EB 200, anteny pomiarowej logarytmiczno-perodycznej HL 023A, odbiornika GPS NavRoad i radia samochodowego firmy „SONY”. Pomiary wykonano zgodnie z wytycznymi rekomendacji (ITU-R).

Rys. 2. Rozkład pola elektromagnetycznego

Literatura [1] [2]

Recommendation ITU-R P.370: VHF and UHF propagation curves for the frequency range from 30 MHz to 1000 MHz, Genewa 1995 Recommendation ITU-R P.1546: Method for point-to-area predictions for terrestrial services in the frequency range 30 MHz to 3000 MHz, Genewa 2001.

74

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

MODELOWANIE MATEMATYCZNE PRACY GENERATORÓW INDUKCYJNYCH W ZŁOŻONYCH UKŁADACH ENERGETYCZNYCH Andriy CZABAN, Marek LIS, Andrzej GASTOŁEK 1, Jarosław SOSNOWSKI 1 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny 1

REVICO Płock (Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny)

W pracy sformułowano ogólny model matematyczny zespołu elektroenergetycznego składającego się z generatorów indykacyjnych, transformatorów i baterii kondensatorów. Wykorzystując przedstawiony model poddano analizie procesy nieustalone zachodzące w zespole elektroenergetycznym w różnych stanach pracy. Dla sformowania różniczkowych równań stanu układu wykorzystano metody klasyczne. Wyniki obliczeń numerycznych symulacji komputerowych przedstawiono w postaci graficznej.

Model matematyczny układu Schemat połączeń rozpatrywanego układu przedstawiono na rys. 1. AV1 AV2 AV3

i0 i2A

i2B

i2C RA RB RC LA

i1A

i1B

LB

LC

i1C iAC

i

iBC

SA

i

SB

i i1SA

C

C iCC iCB

iCC SC

i2SA

i1SB

C iCA

iNSA

i1SC

G1

G2

GN

M1

M2

MN

Rys. 1. Schemat ogólny układu elektroenergetycznego

W skład analizowanego układu elektroenergetycznego wchodzą: 1) generatory indukcyjne – N sztuk, 2) autotransformator, 3) bateria kondensatorów statycznych, 4) obciążenia mini-elektrowni.

75

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   W pracy wykorzystano metodę klasyczną, polegającą na dekompozycji jednolitego układu z wykorzystaniem praw fizyki [2, 6]. Otrzymane równania stanów każdego z analizowanych podukładów połączono za pomocą równań powiązań stacjonarnych.

Wyniki symulacji komputerowej W obliczeniach numerycznych z wykorzystaniem sformułowanego modelu matematycznego uwzględniono trzy przypadki obliczeniowe w zależności od mocy silników rozruchowych. Na rysunkach 2 i 3 przedstawiono przejściowe prądy: fazy A stojana płynącego przez baterię oraz w gałęzi obciążania dla pierwszego przypadku obliczeniowego.

Rys. 2. Przejściowy prąd fazy A przez baterię (pierwszy przypadek obliczeniowy)

Rys. 3. Przejściowy prąd fazy A w gałęzi obciążenia (pierwszy przypadek obliczeniowy)

Na rysunku 4 przedstawiono przejściowe prędkości kątowe dwu generatorów indukcyjnych dla drugiego przypadku obliczeniowego, a na rysunku 5 napięcie fazy A pierwszego generatora w zakresie czasowym t [16,0;16,02] s dla trzech przypadków obliczeniowych (1 – 3)

Rys. 4. Przejściowa prędkość kątowa wirników pierwszego (1) i drugiego (2) generatorów (drugi przypadek obliczeniowy)

Rys. 5. Napięcie fazy A pierwszego generatora w zakresie czasowym t  [16, 0;16, 02] s dla trzech przypadków obliczeniowych (1 – 3)

Wnioski Przedstawiony w pracy przy wykorzystaniu metod klasycznych model matematyczny zespołu elektroenergetycznego, który składa się z N generatorów indukcyjnych połączonych miedzy sobą równolegle i pracujący przez autotransformator na asymetryczne rezystancyjno-indukcyjne obciążenie z uwzględnieniem baterii kondensatorów statycznych umożliwia analizę w szerokim zakresie pracy całego układu energetycznego. Przedstawiona analiza obliczeniowa pozwala na ocenę wpływu parametrów wewnętrznych i zewnętrznych charakteryzujących układ na jego pracę, a programy

76

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   symulacyjne mogą być wykorzystane do projektowania nowych lub analizy pracy istniejących układów energetycznych.

Literatura [1] [2] [3] [4] [5] [6]

Czaban A., Rusek A., Lis M.: The Approach Based on Variation Principles for Mathematical Modeling of Asymmetrical States in a Power Transformer. Przegląd Elektrotechniczny R.88 nr 12b 2012. Czaban A. Zasada Hamiltona-Ostrogradskiego w układach elektromechanicznych. Monografia. W-wo T. Soroki, Lwów, 2015. Lis M. Modelowanie matematyczne procesów nieustalonych w elektrycznych układach napędowych o złożonej transmisji ruchu. Częstochowa. – W-wo Politechniki Częstochowskiej, 2013. Kopyłow I. Maszyny elektryczne (Electrical Machines), Moscow: Wyższa Szkoła, 2004, p. 607. A. Rusek Stany dynamiczne układów napędowych z silnikami indukcyjnymi specjalnego wykorzystania. Monografia. W-wo Politechniki Częstochowskiej, Częstochowa, 2012. Tchaban V. Podstawy teorii procesów przejściowych w układach elektromaszynowych. – Lwów: High School, 1980. – 200 s.

77

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

78

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

ŚRODKI OCHRONY PRZECIWPORAŻENIOWEJ W INSTALACJACH FOTOWOLTAICZNYCH Paweł CZAJA Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny

Wstęp Wprowadzane obecnie w Polsce regulacje prawne w zakresie pozyskiwania i zbywania energii, wyprodukowanej w prosumenckich mikro instalacjach, wpływają na dynamiczny rozwój sektora "zielonej" energetyki. Polska zobowiązana jest do 2020 r. zwiększyć procentowy udział energii wyprodukowanej ze źródeł odnawialnych w ogólnym bilansie energetycznym do poziomu 15 % [1]. Technologia fotowoltaiczna (PV) staje się coraz częściej wykorzystywana w mikro instalacjach (≤ 10 kW), montowanych na dachach domów jednorodzinnych lub w postaci zestawów modułów wolnostojących na prywatnych posesjach. Instalacje tego typu w większości eksploatowane są przez osoby nie mające odpowiedniej wiedzy i przygotowania praktycznego, dotyczącego bezpieczeństwa obsługi urządzeń i instalacji elektrycznych. Projektując i budując instalacje PV, należy odpowiednio dobrać środki ochrony przeciwporażeniowej, uwzględnić negatywny wpływ warunków środowiskowych, tak aby cała instalacja prawidłowo funkcjonowała przez zakładany okres eksploatacji oraz aby nie stwarzała niebezpieczeństwa dla osób postronnych. Zgodnie z wytycznymi zawartymi w normie [2], obwody strony DC należy traktować jako urządzenia pod napięciem, nawet jeśli cała instalacja PV jest odłączona od strony AC (od sieci elektroenergetycznej).

Budowa obwodów DC instalacji PV Pojedynczy moduł PV np. o mocy 250W, może wygenerować napięcie stałe w zakresie do 40V (rys. 1, 2). Wartość generowanego prądu uzależniona jest bardzo silnie od intensywności promieniowania słonecznego. W celu uzyskania większych mocy, moduły PV łączy się ze sobą szeregowo i/lub równolegle. Połączenie szeregowe powoduje wzrost napięcia w obwodzie DC, proporcjonalnie do ilości połączonych modułów (rys. 3). Maksymalne dozwolone napięcie obwodu otwartego DC w warunkach standardowych (UOC STC) [2], ograniczone jest specyfikacją techniczną zastosowanych urządzeń: inwertera, modułów PV, elementów zabezpieczających oraz okablowania (typowo UOC STC = 1000 V). W celu osiągnięcia wyższych prądów, a tym samym wyższych mocy w instalacji, szeregowe łańcuchy modułów PV łączy się równolegle (rys. 4). Maksymalna wartość prądu strony DC ograniczona jest parametrami technicznymi zastosowanego inwertera. Należy przestrzegać zasady, że wszystkie łączone moduły PV powinny posiadać te same parametry techniczne.

79

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Rys. 1. Charakterystyki I=f(U) przykładowego modułu o mocy 250W dla różnych wartości irradiacji słonecznej (t = const.)

Rys. 2. Charakterystyki I=f(U) przykładowego modułu o mocy 250W dla różnych temp. pracy (irradiacja słoneczna const.)

Dwoma podstawowymi czynnikami technicznymi, wpływającymi na ograniczony zakres możliwych do zastosowania środków ochrony przeciwporażeniowej w instalacjach PV, jest brak możliwości wyłączenia obwodów DC dopóki moduły PV są wystawione na promieniowanie słoneczne oraz mała wartość generowanego prądu zwarciowego. Typowe prądy zwarciowe w obwodach szeregowo połączonych modułów PV są tylko o ok. 10% większe od znamionowych prądów pracy. W związku z tym bezcelowe jest stosowanie w obwodach DC ochrony polegającej na samoczynnym wyłączeniu zasilania w wymaganym czasie.

Rys. 3. Szeregowe połączenie modułów PV z inwerterami DC/AC

Rys.4. Połączenie równoległe łańcuchów (szeregowych) modułów PV do centralnego inwertera DC/AC instalacji PV

Norma [2] nakazuje stosować urządzenia zabezpieczające w obwodach DC do ochrony modułów PV i okablowania przed prądami zwarć po stronie AC inwertera (w przypadku braku separacji galwanicznej) oraz przed prądami zwrotnymi występującymi przy uszkodzeniu jednego z kilku połączonych równolegle łańcuchów modułów PV. Najczęściej stosowane są bezpieczniki o charakterystyce gPV zgodnie z wymaganiami normy [7], napięciu znamionowym wyższym niż najwyższe napięcie w obwodzie DC ( 120 V DC, jako środek ochrony przeciwporażeniowej należy stosować izolację wzmocnioną lub podwójną. Dostępne na rynku moduły fotowoltaiczne, standardowo produkowane są w II klasie ochronności, przystosowane są do pracy w zakresie temperatur -40oC ÷ +90oC i zapewniają szczelność na poziomie IP67. Maksymalne napięcie w obwodzie DC, łączącym pojedyncze moduły w łańcuchy może wynosić maksymalnie 1000 V. Na oprzewodowanie obwodów DC, należy stosować kable jednożyłowe na napięcie min. 0,6/1 kV o dopuszczalnej temperaturze pracy nie niższej niż 90oC i wysokiej odporności na promieniowanie UV. Ze względu na temperaturę pracy i sposób instalacji, wyznaczając dopuszczalną długotrwałą obciążalność prądową kabli, wymagane jest stosowanie współczynników korekcyjnych w odniesieniu do wartości określonych przez producentów. W tab. 1 zestawiono dane techniczne kabla PV1-F, wytwarzanego przez wielu producentów z przeznaczeniem do wykorzystania w obwodach DC instalacji PV. Do łączenia kabli w obwodach DC należy stosować certyfikowane złącza systemowe o parametrach technicznych porównywalnych z właściwościami kabla PV1-F, np. złącza typu MK-4. Tabela 1: Właściwości techniczne kabla typu PV1-F [6] typ PV1-F - żyła skręcana miedziana, pobielana, napięcie pracy (AC) 600/1000 V podwójna izolacja, napięcie pracy (DC) 1800 V odporny na warunki atmosferyczne, napięcie testu (50 4000 V promieniowanie UV, ozon, Hz) - dobra odporność na oleje oraz chemikalia, zakres temperatur -40C ÷ +90C - zewnętrzna opona odporna na przetarcia i max. temp. na żyle +120C uszkodzenia, min. promień gięcia 4x (średnica zew.) - dzięki podwójnej izolacji, krótkotrwale odporny elastyczność klasa 5 na bardzo wysoką temperaturę podczas zwarcia (5s/200C) Stosowanie wzmocnionej lub podwójnej izolacji nie wyklucza ryzyka powstania uszkodzenia. Usterki izolacji w obwodach DC mogą być bardzo niebezpieczne ze względu na możliwość powstania łuku elektrycznego i małe prawdopodobieństwo jego samoistnego wygaszenia. Dodatkowym zabezpieczeniem mogą być urządzenia kontrolujące stan izolacji w obwodach DC, sygnalizujące i ostrzegające o powstałym uszkodzeniu.

Literatura [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7]

Szczerbowski R.: Instalacje fotowoltaiczne - aspekty techniczno-ekonomiczne, Przegląd Elektrotechniczny, R.90, nr 10/2014, s. 31-36 Norma PN-HD 60364-7-712:2007 Instalacje elektryczne w obiektach budowlanych. Część 7712: Wymagania dotyczące specjalnych instalacji lub lokalizacji. Fotowoltaiczne (PV) układy zasilania Norma PN-EN 61140:2005 Ochrona przed porażeniem prądem elektrycznym – Wspólne aspekty instalacji i urządzeń Norma PN-HD 60364-4-41:2009 Instalacje elektryczne niskiego napięcia. Ochrona dla zapewnienia bezpieczeństwa. Ochrona przed porażeniem elektrycznym Musiał E.: Ochrona przeciwporażeniowa w urządzeniach niskiego napięcia. Konsekwencje ustanowienia normy PN-HD 60364-4-41:2009, INPE nr 129/130, 2010, s. 5-39 HELUKABEL, Katalog produktów - Kable i przewody, 2014 Norma PN-EN 60269-6:2011 Bezpieczniki topikowe niskonapięciowe – Część 6: Wymagania dodatkowe dotyczące wkładek topikowych do zabezpieczania fotowoltaicznych systemów energetycznych

81

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

82

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

SKUTECZNOŚĆ DZIAŁANIA ZABEZPIECZEŃ PRZECIWPORAŻENIOWYCH RCD W UKŁADACH NAPĘDOWYCH Z FALOWNIKIEM NAPIĘCIA PWM Paweł CZAJA, Andrzej JĄDERKO Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny

Wstęp Układy napędowe z silnikiem asynchronicznym klatkowym są w obecnym czasie najpopularniejszymi przemysłowymi napędami elektrycznymi. Implementacja nowoczesnych metod sterowania silnikiem klatkowym wymaga zastosowania w napędach przemienników częstotliwości. Przemienniki składają się najczęściej z prostownika diodowego, obwodu pośredniczącego napięcia stałego z kondensatorem o dużej pojemności oraz tranzystorowego falownika napięcia sterowanego metodą modulacji szerokości impulsów (PWM – Pulse Width Modulation). Zastosowanie falowników PWM umożliwia wykorzystanie różnych metod regulacji prędkości lub momentu silnika. Od najprostszych metod skalarnych (U/f=const) [1], poprzez metody orientacji względem wektora pola (FOC – Field Oriented Control) [1], do metody bezpośredniego sterowania momentem (DTC – Direct Torque Control) [1], czy metody opartej na modelu multiskalarnym silnika asynchronicznego (MM – Multiscalar Model) [2]. W każdej z tych metod sterowania, falownik generuje trójfazowe napięcie wyjściowe o częstotliwości pierwszej harmonicznej odpowiadającej aktualnie wymaganej prędkości wirowania pola w stojanie silnika. Napięcie to ma charakter ciągu prostokątnych impulsów o częstotliwości rzędu od kilku do kilkunastu kiloherców i amplitudzie równej wartości napięcia stałego w obwodzie pośredniczącym oraz zmiennej szerokości i biegunowości. Stromość narastania i opadania impulsów napięciowych PWM znacznie przekracza wartości 1000V/μs. Zawartość niższych harmonicznych napięć wyjściowych falownika silnie zależy od częstotliwości kluczowania. Impulsowy charakter napięć wyjściowych falownika powoduje, że suma chwilowych napięć fazowych zasilanego silnika jest różna od zera. Dodatkowo niekorzystnym zjawiskiem jest odkształcenie prądu wejściowego prostownika diodowego. Niesymetria zasilania objawia się pojawieniem napięcia niezrównoważenia w punkcie neutralnym uzwojeń stojana oraz napięć wałowych i łożyskowych. Napięcia te wywołują przepływ prądów wałowych i łożyskowych oraz prądów upływu w przewodzie ochronnym. W pracy [3] opisano powstawanie zaburzeń wywołanych asymetrią zasilania oraz powstawanie zakłóceń elektromagnetycznych związanych z działaniem falowników PWM, a także przeanalizowano przebiegi prądu ziemnozwarciowego w obwodzie silnika zasilanego z przemiennika częstotliwości w zależności od częstotliwości pierwszej harmonicznej napięcia wyjściowego falownika PWM oraz od częstotliwości kluczowania tranzystorów. Autorzy pracy [5] przeprowadzili pomiary prądu upływowego w przewodach ochronnych falownika PWM i silnika indukcyjnego. W pracy [6] autorzy pokazali wyniki badań skuteczności działania wyłączników RCD w napędach prądu przemiennego z falownikami PWM.

83

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Wpływ konstrukcji wyłączników różnicowoprądowych na zakres częstotliwościowy wyzwalania Najpopularniejszym obecnie środkiem ochrony przeciwporażeniowej uzupełniającej jest wyłącznik różnicowoprądowy RCD o znamionowym prądzie różnicowym I n ≤ 30mA. Najistotniejszym elementem wyłącznika RCD jest przekładnik sumujący, decydujący o progu zadziałania oraz o uzyskaniu niezbędnej energii do wyzwolenia wyłącznika. O wymaganym poziomie prądu w obwodzie wtórnym przekładnika decyduje wartość zmian indukcji magnetycznej w jego rdzeniu, jaką wywołuje prąd różnicowy o określonym kształcie i częstotliwości. W obwodzie wtórnym przekładnika sumującego często montowane są dodatkowe elementy elektroniczne zapewniające zwłokę czasową lub eliminujące zbędne wyłączenia w przypadku krótkich impulsów prądowych. W produkowanych obecnie seryjnie wyłącznikach RCD ze względów ekonomicznych, coraz częściej wykorzystuje się na rdzenie przekładników sumujących, materiały magnetyczne o stosunkowo niskiej początkowej przenikalności magnetycznej. W związku z tym, dla zagwarantowania prawidłowego progu wyzwalania, stosuje się w obwodzie wtórnym przekładnika dopasowanie impedancyjne, uzyskując wydzielenie maksymalnej mocy w wyzwalaczu elektromagnetycznym. Zastosowanie urządzeń energoelektronicznych w instalacjach elektrycznych generuje powstawanie prądów różnicowych w szerokim zakresie częstotliwości. W niektórych przypadkach w przebiegu płynącego prądu różnicowego dominującymi mogą być składowe zawierające wyższe harmoniczne. W napędach elektrycznych z falownikami PWM dominujące składowe prądu różnicowego mogą mieć częstotliwości rzędu kilku Hz. W przypadku wyłączników z układem dopasowania mocowego, dla częstotliwości prądów różnicowych daleko odbiegających od 50Hz, można spodziewać się nieprawidłowego ich działania. Z punktu widzenia bezpieczeństwa użytkownika typowych układów napędowych z przemiennikami częstotliwości istotnym staje się próg zadziałania wyłączników RCD dla częstotliwości pierwszej harmonicznej napięcia wyjściowego falownika o wartościach równych i niższych od 50Hz, czyli w warunkach najczęściej spotykanych w napędach z regulowaną prędkością. Istotną jest również zależność prądu wyzwolenia wyłącznika RCD od częstotliwości kluczowania tranzystorów falownika PWM.

Próby skuteczności wyzwalania wyłączników RCD w obwodzie z falownikiem PWM W układzie pomiarowym z falownikiem PWM zasilającym silnik asynchroniczny o mocy 4kW zmierzono prądy wyzwolenia wyłączników RCD wymuszając przepływ prądu różnicowego za pomocą opornika dekadowego włączonego pomiędzy jedną z faz silnika, a przewodem ochronnym PE. Pomiarów dokonano dla kilkunastu wybranych wyłączników RCD typu AC i A o różnych konstrukcjach układu wyzwalania i różnych producentów. Podczas pomiarów, częstotliwość pierwszej harmonicznej napięcia wyjściowego falownika PWM f1 ustawiano na 5Hz, 10Hz, 20Hz, 30Hz, 40Hz i 50Hz. Częstotliwość kluczowania zaworów falownika PWM fk ustawiano na 16kHz, 8kHz i 1kHz. Wyniki pomiarów dla przykładowego wyłącznika RCD typu A pokazano na rysunku 1. Otrzymane wyniki wskazują na silną zależność prądu wyzwalania wyłącznika od częstotliwości kluczowania zaworów falownika PWM. Powodem tego jest wysoka zawartość niższych harmonicznych w prądzie różnicowym przy niewielkich wartościach częstotliwości kluczowania. Prąd wyzwalania zwiększa się wraz ze zmniejszaniem częstotliwości pierwszej harmonicznej napięcia wyjściowego falownika osiągając poniżej 40Hz wartości nie zapewniające wymaganego poziomu ochrony przeciwporażeniowej. Wartość skuteczną prądu wyzwolenia wyłącznika mierzono za pomocą miernika True RMS o maksymalnym zakresie częstotliwości 100kHz. Na rysunku 2 pokazano przebieg czasowy prądu różnicowego w przewodzie ochronnym pomiędzy silnikiem, a falownikiem, dla częstotliwości pierwszej harmonicznej napięcia wyjściowego f1 = 30Hz przy częstotliwości kluczowania tranzystorów falownika fk = 1kHz.

84

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Rys. 1. Zależność prądu wyzwolenia wyłącznika RCD typu A od częstotliwości pierwszej harmonicznej napięcia wyjściowego falownika PWM

Rys. 2. Przebieg prądu różnicowego dla częstotliwości kluczowania falownika PWM fk = 1kHz oraz f1 = 30Hz

Literatura [1] [2] [3] [4] [5]

[6]

Tunia H., Kaźmierkowski M.: Automatic Control of Convereter-Fed Drives, PWN, (1994), Warszawa Krzemiński Z.: Cyfrowe sterowanie maszynami asynchronicznymi, Wydawnictwo Politechniki Gdańskiej, (2001), Gdańsk Kempski A.: Elektromagnetyczne zaburzenia przewodzone w układach napędów przekształtnikowych, Oficyna Wydawnicza Uniwersytetu Zielonogórskiego, (2005), Zielona Góra Czapp S.: Wyłączniki różnicowoprądowe z ochronie przeciwporażeniowej przy odkształconym prądzie różnicowym, Wydawnictwo Politechniki Gdańskiej, (2009), Gdańsk Berkan W., Mazurek P., Michalski A., Pytlak A., Świątek H.: Analiza prądów zasilania i prądów upływu w przewodach ochronnych przekształtnika częstotliwości z falownikiem tranzystorowym w układzie napędowym prądu przemiennego, Prace Instytutu Elektrotechniki, zeszyt 217, (2003), Warszawa, ss. 93-107 Czaja P., Jąderko A., (2013): Wpływ prądów upływu w przewodach ochronnych przekształtników z falownikiem PWM na działanie zabezpieczeń przeciwporażeniowych RCD, Przegląd Elektrotechniczny 12/2013, ss. 203-206

85

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

86

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

WYZNACZANIE PARAMETRÓW SKŁADOWYCH PRZEJŚCIOWYCH MOMENTU ELEKTROMAGNETYCZNEGO SILNIKA INDUKCYJNEGO KLATKOWEGO DLA STANU ZWARCIA DWUFAZOWEGO Paweł DRZYMAŁA, Henryk WELFLE Politechnika Łódzka Lodz University of Technology, Institute of Mechatronics and Information Systems

W pracy zaprezentowano wyznaczanie parametrów składowych przejściowych momentu elektromagnetycznego dla silnika indukcyjnego klatkowego podczas stanu zwarcia dwufazowego przy warunkach znamionowego obciążenia. W artykule zaprezentowana została analiza momentu na podstawie analitycznego rozwiązania równań ruchu. Przedstawienie zostało podejście bazujące na wyrażeniu zależności występujących w silniku zjawisk przy danych i wcześniej oszacowanych oraz pomierzonych parametrach maszyny. W tym celu wymagane jest przyjęcie wartości reaktancji (własnych oraz wzajemnych) i rezystancji obwodów silnika. Przy zwarciu dwufazowym silnika występuje 9 składowych momentu elektromagnetycznego, zgodnie ze wzorem: m n  t t T  T   T e k   T e i sin( 2f t   ) ei ek i i e e0 i3 k 1 gdzie: Te – moment elektromagnetyczny, Te0 – składowa ustalona (stała) momentu elektromagnetycznego, Tek, Tei – amplitudy składowych nieustalonych momentu elektromagnetycznego, n – liczba składowych aperiodycznych momentu- dla zwarcia dwufazowego wynosi 2, m – liczba aperiodycznie okresowo-zmiennych momentu wynosi 6 (m=8) k, i – współczynniki tłumienia przebiegów aperiodycznych, fi – częstotliwość przebiegów okresowo-zmiennych, i – faza początkowa przebiegów okresowo-zmiennych, t – czas. Moment stały Te0 uzyskano przy napięciu znamionowym i wartości poślizgu silnika w chwili przed zwarciem dwufazowym.

87

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   Te 200,00

150,00

100,00

50,00

0,00 0

0,05

0,1

0,15

0,2

0,25

‐50,00

‐100,00

‐150,00

Rys.1. Przebieg udaru momentu elektromagnetycznego dla pierwszych okresów zwarcia dwufazowego. Moment podawany jest w [Nm], czas w [s].

Te2(t)

Te1(t) 0

0 ‐10 0

0,05

0,1

0,15

0,2

0,25

0,3

‐0,2

‐20

0

0,05

0,1

0,15

0,2

0,25

‐0,4

‐30

‐0,6

‐40

‐0,8

‐50

‐1

‐60

‐1,2

‐70 ‐80

‐1,4

‐90

‐1,6

‐100

‐1,8

Rys.2. Przebieg składowych aperiodycznych momentu elektromagnetycznego dla pierwszych okresów zwarcia dwufazowego

Te3(t)

Te4(t)

4

60

2

40

0 ‐2

0

0,05

0,1

0,15

0,2

0,25

20

‐4

0

‐6

0

‐8

0,05

0,1

0,15

0,2

0,25

‐20

‐10

‐40

‐12 ‐14

‐60

Te5(t)

Te6(t)

60

40 30

40

20 20

10

0

0 0

‐20

0,05

0,1

0,15

0,2

0,25

‐10 ‐20

‐40 ‐60

‐30 ‐40

88

0

0,05

0,1

0,15

0,2

0,25

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   Te7(t)

Te8(t)

30

2,5 2

20

1,5

10

1 0,5

0 0

0,05

‐10

0,1

0,15

0,2

0

0,25

‐0,5

0

0,05

0,1

0,15

0,2

0,25

‐1

‐20

‐1,5

‐30

‐2

Rys.3. Przebieg składowych aperiodycznych okresowych momentu elektromagnetycznego dla pierwszych okresów zwarcia dwufazowego

Literatura [1] [2]

Jesper S. Thomsen , Carsten S. Kallesoe, Stator fault modelling of induction motors International Symposium on Power Electronics, Elektrical drives, Automation and motion, Speedam 2006. Rosołowski E, Wieczorek M, Modelowanie silnika indukcyjnego do symulacji zwarć wewnętrznych, Materiały X Konferencji Naukowo-Technicznej Petro Eltech 2009, Soczewka, 20-22 maja 2009.

89

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

90

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

WERYFIKACJA EKSPERYMENTALNA METODY WYZNACZANIA SKŁADOWYCH PRZEJŚCIOWYCH PRZEBIEGU MOMENTU DLA SILNIKA KLATKOWEGO W STANIE ZWARCIA DWUFAZOWEGO Paweł DRZYMAŁA, Henryk WELFLE Politechnika Łódzka Lodz University of Technology, Institute of Mechatronics and Information Systems

Układ pomiarowy do badania przebiegów prądów i momentu podczas zwarcia dwufazowego złożony był z badanego silnika indukcyjnego klatkowego o mocy 1,5 kW, hamulca histerezowego, który pozwalał na utrzymywanie stałej wartości momentu na wale, przekładników prądowych i napięciowych LEM oraz kart pomiarowych firmy Ambex, komputera i programu umożliwiającego rejestrację wartości chwilowych sygnałów zadanych.

Rys.1. Silnik z hamulcem histerezowym w układzie pomiarowym do badania przebiegów podczas zwarć 2-fazowych oraz pomiar parametrów

Na podstawie pomiaru prędkości obrotowej otrzymano moment elektromagnetyczny policzony ze wzoru równania ruchu (przy założeniu, że moment obciążający i moment bezwładności jest stały). W takim przypadku obliczenie momentu elektromagnetycznego jest funkcją pochodnej prędkości kątowej po czasie. Przebieg momentu elektromagnetycznego na podstawie dokonanego pomiaru w stanie nieustalonym zaprezentowany został na rysunku 3. Na rysunku 2 zaprezentowano przebieg udaru momentu elektromagnetycznego dla pierwszych okresów zwarcia dwufazowego. Moment podawany jest w [Nm], czas w [s].

91

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   Te 200,00

150,00

100,00

50,00

0,00 0

0,05

0,1

0,15

0,2

0,25

‐50,00

‐100,00

‐150,00

1 7 13 19 25 31 37 43 49 55 61 67 73 79 85 91 97 103 109 115 121 127 133 139 145 151 157 163 169 175 181 187 193 199 205 211 217 223 229 235 241 247 253 259 265 271 277 283 289

Rys.2. Przebieg momentu elektromagnetycznego wyznaczonego na podstawie złożenia 9 składowych przejściowych. Moment podawany jest w [Nm], czas w [s]

Rys.3. Przebieg udaru momentu elektromagnetycznego dla pierwszych okresów zwarcia dwufazowego. Moment podawany jest w [Nm], czas w [s]

Metoda składowych przejściowych jest metodą dającą stosunkowo szybko rezultat obliczenia momentu przy znajomości niezbędnych parametrów obliczeniowych silnika asynchronicznego (reaktancji własnych i wzajemnych uzwojeń oraz ich rezystancji). Jednak weryfikacja eksperymentalna potwierdza rozbieżność rezultatów tej metody i to zarówno jeżeli chodzi o przebieg jak i wartości. Wynika to głownie z faktu braku uwzględnienia w tej metodzie nasycania się obwodu magnetycznego (zwłaszcza w obszarze zębów) w stanie niesymetrycznego obciążenia co wpływa zmianę reaktancji i rezystancji uzwojenia.

Literatura [1] [2]

Jesper S. Thomsen , Carsten S. Kallesoe, Stator fault modelling of induction motors International Symposium on Power Electronics, Elektrical drives, Automation and motion, Speedam 2006. Rosołowski E, Wieczorek M, Modelowanie silnika indukcyjnego do symulacji zwarć wewnętrznych, Materiały X Konferencji Naukowo – Technicznej Petro Eltech 2009, Soczewka, 20-22 maja 2009.

92

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

ZASTOSOWANIE ALGORYTMÓW KLASYFIKACJI DANYCH DO IDENTYFIKACJI ZMIAN REZYSTANCJI Agnieszka DURAJ 1, Ewa KORZENIEWSKA 2, Andrzej KRAWCZYK 3,4 1

Instytut Informatyki, Wydział Fizyki Technicznej, Informatyki i Matematyki Stosownej, Politechnika Łódzka 2

Instytut Systemów Inżynierii Elektrycznej, Wydział Elektrotechniki, Elektroniki, Informatyki i Automatyki, Politechnika Łódzka 3

Wydział Elektryczny, Politechnika Częstochowska 4

Wojskowy Instytut Medyczny, Warszawa

Każdy proces poznawczy związany z przetwarzaniem informacji jest wrodzoną zdolnością organizmów żywych. Korzystanie ze wszystkich zmysłów (wzroku, słuch, smaku oraz dotyku) umożliwia nie tylko przetwarzanie danych, analizowanych przez mózg, ale także umożliwia bardziej skuteczne wnioskowanie i podejmowanie konkretnych decyzji. Niezwykle istotna jest zatem analiza dużych zbiorów danych wykorzystująca techniki sztucznej inteligencji. Autorzy dokonują analizy danych w oparciu o algorytmy klasyfikacji danych. Zestaw danych pomiarowych był zbierany w trybie on-line w ramach pomiaru rezystancji sensorów wykonanych w technologii nanoszenia próżniowego PVD na elastycznych podłożach tekstylnych. Rezystancja powierzchniowa wykonanych czujników jest rzędu pojedynczych omów na kwadrat. W trakcie użytkowania czujników ważnymi są: możliwość szybkiej detekcji lokalnych zmian rezystancji na całej ich powierzchni oraz minimalizacja poziomów występowania błędów i zakłóceń w trakcie przesyłu sygnałów. Przedstawione w artykule wyniki prac dotyczą klasyfikacji wartości rezystancji powierzchniowej wykonanych czujników jako metody identyfikacji zmian stanu analizowanego obiektu. Określenie "klasyfikacja" może być rozumiane jako metoda analizy danych, których celem jest przewidywanie wartości danego atrybutu na podstawie pewnego zbioru danych wzorcowych. Obejmuje ona nie tylko metodę klasyfikatorów lub funkcji opisujących relacje między właściwościami obiektów i przypisanych im klasyfikacji, ale również modeli klasyfikacji, które są używane do sortowania nowych obiektów wcześniej nieusystematyzowanych. W literaturze można znaleźć wiele różnych modeli typów klasyfikacji np. algorytm k-najbliższego sąsiada (k-NN), klasyfikatory probabilistyczne (klasyfikator bayesowski), drzewa decyzyjne, metoda wektorów nośnych SVM, sieci neuronowe, metaheurystyki (algorytmy genetyczne), itp. W przedstawionej pracy autorzy opisali wykorzystanie dwóch typów algorytmów do klasyfikacji danych: k- najbliższego sąsiada k-NN i naiwnego klasyfikatora bayesowskiego. Algorytm k-najbliższych sąsiadów (ang. k-Nearest Neighbours, kNN) jest jednym z najprostszych, a jednocześnie najczęściej wykorzystywanym klasyfikatorem danych. Opiera się na następującej zasadzie, „wzorzec danych należy do tej klasy, do której należy największa liczba spośród k sąsiadujących z nim wzorców”. Klasyfikacja wzorca polega więc na wyznaczeniu k próbek ze zbioru treningowego znajdującego się najbliżej w kontekście stosowanej metryki (np. euklidesowej, Manhattan, Hamminga). Następnie określana jest klasa, do której należy analizowana próbka danych. Wykorzystuje się w tym przypadku metodę głosowania na równych prawach (ang. Majority Voting) bądź metodę głosowania z uwzględnieniem odległości (ang. Inverse Distance Voting).

93

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   Drugim zastosowanym algorytmem klasyfikacyjnym w badaniach jest naiwny klasyfikator Bayesa. „Naiwność”, występująca w nazwie metody, polega na założeniu niezależności zmiennych losowych w danej przestrzeni klasyfikacyjnej. To zdecydowanie upraszcza wyliczenie prawdopodobieństw i określenie przynależności do klas. Najczęściej algorytm ten stosuje się dla dyskretnych danych, w przypadku przestrzeni ciągłej dane muszą podlegać dyskretyzacji. Wymienione powyżej dwa algorytmy klasyfikacji danych zostały wykorzystane przez autorów do identyfikacji zmian lokalnej rezystancji powierzchniowej wytworzonych czujników jako elementów systemów diagnostycznych [4]. Przeprowadzone badania są kontynuacją wcześniejszych prac związanych z wykrywaniem zmian rezystancji elektrod cienkowarstwowych z wykorzystaniem algorytmu DBSCAN [5].

Literatura 1. 2. 3. 4. 5.

A. Duraj, A. Krawczyk, Dobór miar odległości w hierarchicznych aglomeracyjnych metodach wykrywania wyjątków, Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review) Vol. 2011, Nr. 12b, ISSN 0033-2097, R. 87, str. 33-37. A. Duraj, A. Krawczyk, Detekcja wyjątków sygnałów biomedycznych w systemach fuzji informacji, Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review) Vol. 2012, Nr. 12b. Wald, L., A European Proposal for Terms of References In Data Fusion, In-ternational Archives of Photogrammetry and Remote Sensing, Vol. 32, No. 7,1998, pp. 651–654 E Korzeniewska, A Duraj, C. Koneczny, A Krawczyk “Thin film electrodes as elements of telemedicine systems” Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review) Vol. 2014, Nr. 12 E Korzeniewska, A Duraj, A Krawczyk “Detection of local changes in resistance by means of data mining algorithms” Przegląd Elektrotechniczny 2014, R. 90, 229-232

94

WYKORZYSTANIE CZUJNIKÓW PRZYŚPIESZENIA Z AKUSTYCZNĄ FALĄ POWIERZCHNIOWĄ W TELEMETRII BŁOTNEJ Jerzy FILIPIAK 1, Sebastian KOSTRZEWA 1, Grzegorz STECZKO 1

Institute of Electronic and Control Systems, Technical University of Czestochowa

Poszukiwania gazu i ropy w formacjach łupkowych wymagają wykonania wielu odwiertów. Każdy z nich posiada strefę pionową o głębokości około 3 km, oraz strefę wiercenia poziomego o długości dochodzącej do 7 km i średnicy odwiertu około 15 cm. Do odwiertów jest wprowadzona stalowa rura płuczkowa złożona z odcinków o długości 9 m i średnicy od 50 mm do 125 mm. Pompy szlamowe (wyporowe) tłoczą wodę płuczkową do wnętrza rur stalowych pod ciśnieniem 300 Bar, co zapewnia energię niezbędną do procesu wiercenia. Na rys. 1 przedstawiono schemat typowego odwiertu. Sterowanie procesem wiercenia wymaga dwustronnej komunikacji pomiędzy dolnym zespołem wiertniczym, a znajdującym się na powierzchni ośrodkiem kontroli procesu wiercenia.

Rys. 1. Schemat odwiertu wykonywanego przy poszukiwaniu gazu łupkowego

W dolnym zespole wiertniczym znajdują się czujniki: promieniowania gamma, ciśnienia, temperatury, wstrząsów i drgań rurociągu, siły nacisku na wiertło, momentu obrotowego, porowatości i rezystywności formacji, pola magnetycznego, przyśpieszenia wiertła. Uzyskane od nich dane pomiarowe są przekazywane na powierzchnię. Najczęściej stosowaną metodą transmisji jest wykorzystanie ciągłego obiegu wody płuczkowej w kolumnie płuczki wiertniczej. Naniesienie informacji w postaci kodu binarnego jest realizowane przez zmianę ciśnienia wody płuczkowej wracającej na powierzchnię. Metoda ta jest nazywana Impulsową Telemetrią Błotną (Mud Pulse Telemetry). Fale ciśnienia są wytwarzane przez impulsator (np. piezoelektryczny siłownik) i zamieniane na sygnały elektryczne przez przetwornik ciśnienia. Informacja jest przekazana do ośrodka sterowania procesem wiercenia. Transmisja danych jest wolna i zwykle wynosi kilka bitów na sekundę.

95

W referacie przedstawimy możliwość wykorzystanie czujników przyśpieszenia z akustyczną falą powierzchniową (AFP) do odbioru informacji zawartej w falach ciśnienia. Na rys. 2a przedstawiono zmianę ciśnienia wody płuczkowej (szlamu) w czasie z szybkością 3bity/sekundę. Zmiana ciśnienia powoduje zmianę poziomu wody płuczkowej wypływającej z odwiertu. Jeśli na tej powierzchni wody (rys. 2b.) umieścimy pływak (2) z czujnikiem przyśpieszenia z AFP, to fale ciśnienia (1) będą powodowały ruch pływaka.

2a.

2b.

Rys. 2. Zmiana ciśnienia w wodzie płuczkowej w czasie – (a), pływak z czujnikiem na powierzchni powracającej wody płuczkowej – (b)

Wartość przyśpieszenia działającego na czujnik będzie inna w przypadku ruchu czujnika w górę niż w dół. Różnica jest równa podwójnej wartości przyśpieszenia ziemskiego. Dlatego czujnik powinien rozróżnić ruch pływaka w górę i dół, a tym samym rozróżnić zmianę typu bitu przekazywanej informacji. Do pomiaru tego typu zmian można wykorzystać odpowiedź impulsową czujnika drgań z AFP. Jest ona funkcją ekspotencjalnie zanikającą z czasem. Na rys. 3 przedstawiono eksperymentalną odpowiedź czujnika na ruch: góra-dół jego obudowy.

Rys. 3. Odpowiedź czujnika na ruch : góra-dół jego obudowy

Różnica amplitud sygnałów przy ruchu w dół i w górę zależy od czułości czujnika. Pomiar czasu pomiędzy kolejnymi momentami ruchu czujnika pozwala na określenie ilości zawartych między nimi identycznych bitów informacyjnych. Warunkiem właściwej pracy czujnika jest rozróżnienie kolejnych momentów ruchu obudowy czujnika. Wymaga to doboru odpowiedniej szybkości zanikania odpowiedzi impulsowej czujnika oraz jego czułości. Wielkości te są parametrami czujnika drgań z AFP i można je w szerokim zakresie dobrać podczas projektowania konstrukcji czujnika. W referacie zostanie przedstawiona analiza parametrów czujnika przyśpieszenia z AFP pod kątem wymagań do pracy w przedstawionym trybie, a także uzyskane wyniki badań teoretycznych i eksperymentalnych z tego zakresu.

96

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

 

IDENTIFICATION OF SCALAR JILES-ATHERTON HYSTERESIS MODEL PARAMETERS WITH A NEW PARTICLE BEHAVIOR BASED METAHEURISTIC ALGORITHM Gergely FRIEDL, Miklós KUCZMANN Department of Automation Faculty of Mechanical Engineering, Informatics, and Electrical Engineering Széchenyi István University

The paper deals with a new particle behavior based global optimization algorithm applied to determine the parameters of scalar Jiles-Atherton hysteresis model. In the last few decades, the metaheuristic algorithms became one of the most important and effective tools for optimization processes. The metaheuristic algorithms are developed to find the area of the global optimum of an arbitrary objective function. They are usually based on a natural phenomenon, e.g.: genetic algorithm [1], bacterial evolutionary algorithm [2] and particle swarm optimization [3]. These methods can be applied to find optima for not continuous and not differentiable objective functions, even if they cannot be expressed in closed-form. The new concept is based on the attraction between particles. The first step of the algorithm is generating random particle dispersion over the objective function. The particles then attracts each other according to their fitness value, that means, the better the place founded by a particle, the bigger the attraction factor of it. The particles are moving in each iteration step. The particle based methods can stick, if the individuals get too close to each other. To prevent this, the algorithm deals with exploding the particles as a random local search with normal distribution. The method is developed to find global optima of objective functions, which are not completely random, this means, the fitness value of arbitrary particle gives information about its local environment. The optimization process and comparison with other methods are presented on the optimization of Jiles-Atherton hysteresis model [4] parameters. This model is based on the theory of domain wall motions and energy balance. According to the model, the relationship of the magnetization M and the magnetic field intensity H can be expressed with the following differential equation:

dM an dM irr  1  c  dM d H  M  d H  M   , dM irr dH 1  c dM an   1  c  d H  M  d H  M  c

(1)

where Man is the anhysteretic characteristic calculated as

  a  H  M  M an  M s coth  , a   H  M  

(2)

Mirr is the so-called irreversible magnetization, and can be calculated from

M irr  k

dM irr  M an . d H   M 

(3)

97

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

 

Here, c, α, Ms, a and k are the model parameters. The presented algorithm is used to find quasi-optimal values for the model parameters. The global optimum of the objective function is at the point, where the normalized difference between the measured and the model hysteresis curve is minimal.

References: [1] [2] [3] [4]

Holland, J. H.: Adaption in Natural and Artificial Systems, The MIT Press, Massachusetts, 1992. Nawa, N. E., Hashiyama, T., Furuhashi, T., Uchikawa, Y.: Fuzzy Logic Controllers Generated by Pseudo-Bacterial Genetic Algorithm, In Proceedings of the IEEE International Conference on Neural Networks, vol. 4, pp. 2408–2413, Houston, 1997. Kennedy, J., Eberhart R.: Particle swarm optimization, In Proceedings of the IEEE International Conference on Neural Networks, vol. 4, pp. 1942–1948, Perth, 1995. D. Jiles, D. Atherton, Ferromagnetic hysteresis, IEEE Transactions on Magnetics., vol. 19, pp. 2183–2185, September 1983.

98

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

OCENA WPŁYWU PRACY TURBINY WIATROWEJ FL MD 77 NA JAKOŚĆ ENERGII ELEKTRYCZNEJ W WĘŹLE PRZYŁĄCZENIA W SIECI DYSTRYBUCYJNEJ ŚREDNIEGO NAPIĘCIA Marek GAŁA Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Wprowadzenie Wyczerpywanie się zasobów paliw kopalnych służących do wytwarzania energii, a także towarzysząca jej emisja dwutlenku węgla do atmosfery powodują konieczność wykorzystania tradycyjnych odnawialnych źródeł energii, między innymi energii wiatru. Jednakże oprócz oczywistych zalet wykorzystania energii wiatru, energetykę wiatrową cechują również i ograniczenia, których zasadniczym źródłem jest zmienność prędkości wiatru. Ponadto praca turbin wiatrowych powoduje realne zagrożenia dla ptaków, zmiany krajobrazu oraz może mieć negatywny wpływ na pracę sieci elektroenergetycznej i degradację jakości energii elektrycznej. W celu określenia prawidłowości pracy turbiny wiatrowej oraz jej wpływu na stopień degradacji jakości energii elektrycznej w węźle jej przyłączenia, wymagane jest przeprowadzenie w okresie pierwszego roku pracy elektrowni, niezbędnych testów sprawdzających spełnienie wymagań określonych w Instrukcji Ruchu i Eksploatacji Sieci. Sposób przeprowadzenia testów elektrowni wiatrowej uzgadniany jest w ramach umowy o przyłączenie [6, 8].

Charakterystyka turbiny wiatrowej FL MD 77 Elektrownię wiatrową, z punktu widzenia elektrycznego, stanowią zasadniczo dwa zespoły: turbina wiatrowa z generatorem napięcia przemiennego niskiego napięcia wraz z układem regulacji i sterowania oraz stacja transformatorowa MST-W 0,69 kV/15 kV wraz z kablową instalacją przyłączeniową do napowietrznej sieci dystrybucyjnej 15 kV. Podstawowe parametry turbiny przedstawione zostały w tabeli 1, natomiast na rysunku 1 przedstawiona została charakterystyka mocy wyjściowej generatora w funkcji prędkości wiatru. Tab. 1. Podstawowe parametry techniczne turbiny wiatrowej typu FL MD 77 Parametr techniczny

Wartość

moc czynna moc pozorna prędkość wiatru dla startu prędkość wiatru dla wyłączenia prędkość obrotowa napięcie częstotliwość

1500 kW 1579 kVA 3 m/s

rodzaj generatora rodzaj przekształtnika średnica rotora wysokość wieży

22 m/s 1800 obr/ min 690 V 50 Hz asynchroniczny o zmiennej prędkości obrotowej z podwójnym zasilaniem IGBT z modulacją szerokością impulsu (PWM) 77 m 61,5 – 111,5 m

Rys. 1. Charakterystyka P(v) generatora asynchronicznego turbiny FL MD 77 [1]

99

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   Pomiary parametrów jakości energii elektrycznej Przeprowadzone zostały pomiary oraz testy sprawdzające prawidłowość pracy turbiny wiatrowej typu FL MD 77 oraz jej wpływ na parametry jakości energii elektrycznej w węźle jej przyłączenia do napowietrznej linii SN napięcia 15 kV zgodnie z wymaganiami [2, 6, 9] w tygodniowym okresie obserwacji, a także podczas wyłączenia elektrowni wiatrowej oraz jej załączenia do systemu po wymaganym 10-minutowym okresie przerwy w pracy dla różnych stopni wykorzystania dysponowanej mocy turbiny wiatrowej. Do realizacji badań wykorzystano analizator jakości energii elektrycznej typu C.A 8334 oraz komputerowy system monitorowania jakości energii elektrycznej typu PQM-C610. Zastosowana aparatura pomiarowa spełnia wymagania obowiązujących norm [3, 4, 5]. Na rysunkach 1, 2 i 3 przedstawione zostały odpowiednio: wartości mocy czynnych PL1, PL2, PL3, wartości współczynników THD UL1, THD UL2, THD UL3 napięć fazowych oraz wartości wskaźników długookresowego migotania światła Plt L1, Plt L2, Plt L3 [7]. 50 0 -50

– PL1 – PL2 – PL3 [kW]

-100 -150 -200 -250 -300 -350 -400 -450

03.08.2012

04.08.2012

05.08.2012

06.08.2012

07.08.2012

08.08.2012

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

-500

09.08.2012

Rys. 1. Wartości mocy czynnych PL1, PL2, PL3 zarejestrowane w węźle przyłączenia elektrowni wiatrowej FL MD 77 2,2 2,0

– THD UL1 – THD UL2 – THD UL3 [%]

1,8 1,6 1,4 1,2 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2

03.08.2012

04.08.2012

05.08.2012

06.08.2012

07.08.2012

08.08.2012

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

0,0

09.08.2012

Rys. 2. Wartości współczynników THD UL1, THD UL2, THD UL3 napięć fazowych zarejestrowane w węźle przyłączenia elektrowni wiatrowej FL MD 77

100

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   0,07

0,06

– Plt L1 – Plt L2 – Plt L3

0,05

0,04

0,03

0,02

0,01

03.08.2012

04.08.2012

05.08.2012

06.08.2012

07.08.2012

08.08.2012

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

18:00

12:00

06:00

00:00

0,00

09.08.2012

Rys. 3. Wartości wskaźników długookresowego migotania światła Plt L1, Plt L2, Plt L3 dla napięć fazowych w węźle przyłączenia elektrowni wiatrowej FL MD 77

Wnioski Na podstawie przeprowadzonych prac pomiarowo-badawczych stwierdzono, iż przyłączona turbina wiatrowa spełnia wszystkie wymagania parametrów i standardów jakościowych energii elektrycznej w świetle obowiązujących norm oraz przepisów prawa i może być nadal eksploatowana i przyłączona do napowietrznej sieci dystrybucyjnej SN o napięciu 15 kV.

Literatura 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9.

Karta katalogowa turbiny FL MD 70/77, Fuhrländer Norma PN-EN 61400-21: Turbozespoły wiatrowe. Część 21: Pomiar i ocena parametrów jakości energii dostarczanej przez turbozespoły wiatrowe przyłączone do sieci elektroenergetycznej Norma PN-EN 50160: Parametry napięcia zasilającego w publicznych sieciach rozdzielczych Norma PN-EN 61000-4-30: Kompatybilność elektromagnetyczna (EMC) – Część 4-30: Metody badań i pomiarów – Metody pomiaru jakości energii Norma PN-EN 61000-4-15: Kompatybilność elektromagnetyczna (EMC) – Metody badań i pomiarów – Miernik migotania światła – Specyfikacja funkcjonalna i projektowa Instrukcja Ruchu i Eksploatacji Sieci Dystrybucyjnej Oddziału Łódź-Teren PGE Dystrybucja S.A. Jagieła K., Gała M.: Wykonanie pomiarów parametrów jakości energii elektrycznej produkowanej przez elektrownię wiatrową FL MD 77. Częstochowa, sierpień 2012 r.,s. 1-43 Lubośny Z.: Elektrownie wiatrowe w systemie elektroenergetycznym. WNT Warszawa 2007 Rozporządzenie Ministra Gospodarki z dnia 4 maja 2007 r. w sprawie szczegółowych warunków funkcjonowania systemu elektroenergetycznego (Dz. U. z 2007 r., nr 93, poz. 623 z późn. zm.)

101

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

102

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

MIKROFALOWA METODA OKREŚLANIA WILGOTNOŚCI LIGNOCELULOZOWYCH PALIW STAŁYCH Aleksander GĄSIORSKI, Zdzisław POSYŁEK Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Tomasz DRÓŻDŻ Uniwersytet Rolniczy w Krakowie, Wydział Inżynierii Produkcji i Energetyki

1. Lignoceluloza jako paliwo oraz idea mikrofalowej metody określania jej wilgotności Biomasa lignocelulozowa, uważana jest obecnie za ekologiczne paliwo spalane codziennie w piecach służących do ogrzewania pomieszczeń lub w piecach przemysłowych. Obecnie, ze względu na właściwości energetyczne oraz prostotę użytkowania zalicza się go do bardzo efektywnych źródeł energii cieplnej [2,3]. Idea mikrofalowej metody jest prosta [1]: jeżeli rośnie wilgotność próbki badawczej umieszczonej w przelotowym wycięciu falowodu, ze względu na wysoką wartość przenikalności elektrycznej wody zwiększa się absorpcja promieniowania mikrofalowego przez tę próbkę. Im wilgotniejszy materiał znajduje się w przelotowym wycięciu tym większa jest moc absorbowana przez badany materiał. Pomiar mocy pozwala na pośrednie wyznaczenie wilgotności próbki. W pracy [1] przedstawiono założenia określające możliwości pomiaru wilgotności biomasy w postaci sypkiej a początkowe badania tam prowadzone wykonano wypełniając stopniowo otwartą przestrzeń w falowodzie dla pasma X zakresu mikrofal od 8 [GHz] do 12,5 [GHz] na torze falowodowym WR(USA) 90 o wymiarach wewnętrznych: 22,86 [mm] x 10,16 [mm]. Już po przeprowadzeniu badań, autorzy doszli do wniosku, że dla planowanego w przyszłości pomiaru wilgotności w ruchu przesypowym rozdrobnionej celulozy, wykorzystanie tak niewielkiego przekroju wykonanego otwory w węższej ściance falowodu jest dużym ograniczeniem zaproponowanej metody.

2. Falowód z wycięciami, budowa tor falowodowy, prowadzone pomiary Ponieważ cząsteczki wody zawarte w lignocelulozie pochłaniają znaczną część energii pola elektromagnetycznego a odbijają tylko jej niewielką część, dlatego wykorzystując to zjawisko, zaproponowano zmodyfikowaną metodę identyfikacji wilgotności lignocelulozy. Ty razem do badań wybrano falowód o oznaczeniu WR 159 lub (R 58) o dwukrotnie większych wymiarach wewnętrznych: 40,38 [mm] x 20.193 [mm], przy dolnej częstotliwości granicznej rodzaju podstawowego TE10 ( H10 ) wynoszącej f gr =3,712 [GHz]. Przelotowe wycięcie o wymiarach 60 [mm] x 40 [mm] wykonano w szerszej ściance falowodu. Falowód z prostokątnym przelotowym otworem pozwolił na złożenie doświadczalnego toru mikrofalowego składającego się z generatora VGSH 100A firmy Alcatel o zakresie 0,5 [GHz] do 18 [GHz] zasilającego tor falowodowy, w którego skład wchodziły: badany odcinek falowodu z przelotowym otworem, odcinek falowodu z przyłączonym detektorem oraz miernikiem mocy typu 4220 o zakresie od 0,5 [GHz] do 18 [GHz] firmy Boonton na wyjściu. W tym torze wykorzystano mod wiodący TE10 ( H10 ) i przeprowadzono komplet typowych badań odcinka falowodu mierząc moc wyjściową dla pełnego falowodu ( bez wyciętego przelotowego otworu). Przy wycięciu otworu w szerszym boku falowodu zmniejszyła się wartość pola elektrycznego w falowodzie w stosunku do wartości pola elektrycznego w falowodzie bez otworu. Przelotowy otwór, na

103

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   całą szerokość ścianki, wykonano w falowodzie na długości 60 [mm] (długość fali). W czasie badań w otworze tym umieszczano próbki walcowe z drewna sosnowego oraz sprasowanego peletu. Próbki te miały odpowiednio średnice: 24, 30 i 38 [mm] oraz wysokość 25 [mm]. Umieszczenie w przelotowym otworze suchych drewnianych próbek walcowych o różnym promieniu powodowało wzmacnianie pola elektrycznego fali elektromagnetycznej w falowodzie. Z teoretycznego punku widzenia, istnieje możliwość takiego doboru przekroju próbki o określonej przenikalności elektrycznej ε, aby skompensować polowo wpływ wycięcia falowodu przez umieszczoną w nim próbkę walcową z lignocelulozy. Określenie poziomu odniesienia mocy wyjściowej jak i kalibrację całego układu pomiarowego przeprowadzić można dla próbki wzorcowej o takich samych wymiarach i tak samo umieszczonej jak próbka badana ale wykonanej z materiału nie nasiąkającego wodą, takiego jak np. teflon. Działania takie umożliwiają kalibrację całego układu wykorzystując dielektryczne własności próbki wzorcowej. Dla każdego rodzaju materiału lignocelulozowego możliwy jest taki dobór wymiarów próbki, aby moc na wyjściu falowodu z otworem była taka sama jak dla pełnego falowodu. Jeżeli w wewnętrznej strukturze próbki występuje jakaś zmiana (np. bańka powietrza), to za pomocą zaproponowanej metody jest ona możliwa do wykrycia poprzez określenie zmiany wartości mocy na wyjściu. Im większe wskazania miernika mocy tym przenikalność elektryczna próbki ma wyższą wartość. Najlepsze warunki do badania próbek otrzymuje się, jeżeli jest ona umieszczona centralnie w osi symetrii wyciętego prostokątnego otworu. W tym miejscu, niezależnie od tego czy koniec falowodu będzie zwarty czy też będzie pracował w stanie dopasowania, wartość mocy przepływającej przez falowód będzie maksymalna. Zdaniem autorów, przez otwór można przepuszczać odpowiednio spreparowane badane medium również w ruchu otrzymując ciągłą kontrolę jego wilgotności w czasie rzeczywistym.

Rys. 1. Zależność P1/P0 w funkcji szerokości badanej Rys. 2. Zależność P1/P0 mocy pomierzonej w funkcji wilgotności próbki dla różnej wilgotności względnej materiału h[%]. względnej próbek walcowych o różnych średnicach.

Na rysunku 1 przedstawione zostały charakterystyki stosunku mocy na wyjściu P1 układu do mocy P0 (bez próbki) uzyskane ze stopniowego zapełniania prostokątnego otworu w falowodzie rozdrobnioną, odpowiednio ubitą masą wykonana z peletu oraz odpowiedniej długości przyciętymi kawałkami wysuszonego drewna sosnowego. Przy wypełnieniu otworu w falowodzie ( do 1/6 długości szczeliny) dla wilgotności próbek do 30% iloraz P1/P0 osiągał wartość bliską 1,35. Natomiast próbka z suchego drewna sosnowego przy zapełnieniu od 1/6 długości szczeliny do całkowitego wypełnienia licząc od osi symetrii szczeliny iloraz P1/P0 osiągnął wartość od 1,3 do 1,9 w sposób praktycznie proporcjonalny. Dla próbki z rozdrobnionego peletu o wilgotności względnej 29,8% już przy wypełnieniu 1/6 szerokości szczeliny iloraz P1/P0 osiąga wartość 1,4 i dalsze wypełnianie szczeliny nie zmienia wartości tego ilorazu. Dlatego dalsze wypełnianie otworu w falowodzie wilgotnym peletem nie zmienia w sposób znaczący przekazu mocy, to znaczy że dla wilgotnych próbek wystarczy zapełnić np. tylko 1/6 długości otworu w falowodzie. Na rysunku 2. przedstawiono zależność ilorazu mocy P1/P0 w funkcji wilgotności względnej h [%] dla różnych średnic próbek walcowych wykonanych z ubitego rozdrobnionego peletu, pokazano wyniki otrzymane dla próbek walcowych o średnicy 24, 30, 38 [mm] o różnych stopniach ich wilgotności, Z rysunku 2 widać wzrastanie wartości ilorazu P1/P0 dla próbek wraz z rosnącą ich średnicą oraz spadek wartości tego ilorazu jeżeli zwiększa się wilgotność próbki. Dla próbki o średnicy 24 [mm] już przy wilgotności ok. 25% wartość ilorazu P1/P0 jest w przybliżeniu taka sama jak dla tego falowodu z otworem bez próbki.

104

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   Wydaje się, że przez dobór odpowiedniej średnicy próbki można kalibrować układ pomiarowy. Dla średnicy próbek w przybliżeniu równych około połowie szerokości dłuższej ścianki falowodu zmiany ilorazu P1/P0 następują w sposób proporcjonalny i mogą zmierzać przy określonej wilgotności względnej do wartości równej 1. Wielkość tych zmian można regulować przez odpowiedni dobór średnicy próbek.

3. Wnioski Na podstawie przeprowadzonych badań można stwierdzić że optymalnym kształtem próbek są próbki walcowe, nie w pełni wypełniające przestrzeń w falowodzie, chociaż możliwe są badania przy których średnica próbki jest nieco mniejsza od średnicy otworu w falowodzie. Umieszczając próbkę walcową o promieniu około 24 mm otrzymano na wyjściu układu pomiarowego prawie identyczną moc wyjściową jak przy pełnym falowodzie bez otworu. Taki stan może być wykorzystany do kalibracji układu pomiarowego. W zaproponowanym rozwiązaniu możliwa była kontrola wilgotności względnej lignocelulozy praktycznie w zakresie od 5 do 30%.

Literatura 1. 2. 3.

Gąsiorski A., Posyłek Z.; Wpływ wilgotności biomasy na straty mocy w torze falowodowym na pasmo X z wyciętym przelotowo otworem, Przegląd Elektrotechniczny R.90, Nr 12/2014, s. 204-207, ISSN 0033-2097. Jasiulewicz M.; Energetyczne wykorzystanie biomasy w działalności gospodarczej, Wydawnictwo Politechniki Koszalińskiej, Koszalin 2009, s. 311. ISBN 9788373651821. Tannenberg, K. Tannenberg, G.; Pomiar wilgotności drewna wilgotnościomierzami pojemnościowymi, Pomiary, Automatyka, Kontrola (PAK), nr 2, r. 57, 2011, s. 161-164, ISSN 00324110.

105

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

106

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

BADANIA LABORATORYJNE PROTOTYPU FALOWNIKA SZEREGOWEGO PRACUJĄCEGO Z TRZECIĄ HARMONICZNĄ Aleksander GĄSIORSKI, Zdzisław POSYŁEK Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny

Wstęp Falowniki, jako urządzenia służące do przekształcania prądu stałego na prąd przemienny stosowane są powszechnie w technice ultradźwiękowej, grzejnictwie indukcyjnym, napędach elektrycznych, układach przetwarzania napięć i innych [1, 3]. Z jednej strony poszukuje się takich rozwiązań technicznych tych urządzeń, które są proste w konstrukcji, sprawne w działaniu i funkcjonalne, a z drugiej strony odbiorcy chcą otrzymać produkt niezawodny, tani w eksploatacji i dobrze aplikujący się do ich potrzeb. Wykorzystując zjawisko rezonansu po stronie roboczej unika się generowania zakłóceń od wyższych harmonicznych. Ponieważ częstotliwości pracy falownika zbliżone są do dolnego pasma fal radiowych, dlatego jako zasadę przyjęto aby nie osiągała ona częstotliwości pośredniej 455 [kHz], stosowanej w radiotechnice.

Działanie wykonanego prototypu Prototyp falownika zbudowany został z przełączanych elementów mocy w postaci pełnego mostka pracującego w układzie typu H za pomocą metody kluczowania [2] oraz sprzęgniętego z nimi transformatora dopasowującego, oddzielającego galwanicznie obwody pierwotny i wtórny. Wielkością wyjściową w stosowanym układzie przekształtnikowym o obciążeniu rezonansowym jest napięcie stałe wzbudzające o wartości U w , które ma kształt prostokątny o maksymalnym, 50% wypełnieniu. Na rysunku 1a przedstawiono schemat zastępczy transformatora na którym oznaczono: L1, L2, M, RL1, RL2 kolejno jako indukcyjności oraz rezystancje uzwojeń cewki pierwotnej 1 i uzwojenia wtórnego 2 transformatora, Lw , Rw są to indukcyjność i rezystancja elementów obwodu wykonawczego (wykonanego z jednego zwoju grubego przewodu Litza), C1 jest kondensatorem blokującym składową stałą, natomiast C s symbolizuje pojemność kondensatora rezonansowego i pojemność strony wtórnej transformatora. Kondensator ten jest tak dobrany, że cały układ transformatora i elementów widziany z zacisków A-B był w rezonansie dla trzeciej harmonicznej napięcia wzbudzającego Uw. Zastępczy układ rezonansowy można przedstawić jako szeregowe połączenie elementów Rz, Lz, Cz (rys. 1b).

107

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Rys.1. Schemat zastępczy obwodu rezonansowego: Rys.2. Przebiegi po stronie pierwotnej transformatora, a) Schemat zastępczy transformatora, gdzie: Uw - przebieg napięcia wzbudzającego w punkcie A, b) Układ rezonansowy dla trzeciej harmonicznej. Ip - prąd strony pierwotnej transformatora.

Procesowi załączenia i wyłączania odpowiednich kluczy towarzyszy pojawienie się wymuszenia napięciowego na gałęzi rezonansowej Rz , Lz , C z w postaci napięcia przemiennego o przebiegu prostokątnym (rys.2). Napięcie to wywołuje przepływ prądu, który przy zastosowaniu analizy Fouriera można przedstawić w postaci szeregu zawierającego nieparzyste harmoniczne, zgodnie z wyrażeniem: i (t ) 

4U w





n 1, 3, 5 , 7...

4U 1 sin n 2ft   n   w 2 n   1   R z2   n2fLz  n 2fC z   1



n 1, 3, 5 , 7...

1

1 sin( nt   n ) 2 n  1  2  R z   nLz  nC z  

(1)

gdzie: n - numer harmonicznej,  - pulsacja, f - częstotliwość podstawowa,  n - kąt przesunięcia fazowego n  tej harmonicznej, określany z zależności:  1  n2fL z  n2fC z   n  arctg Rz

  1   nL z  n C z   arctg  Rz

  

(2)

Wyniki badania laboratoryjnego prototypu Prąd roboczy Iwzb w zbudowanym prototypie (rys. 3) zawiera wszystkie generowane harmoniczne. Rezonans szeregowy występuje tylko dla trzeciej harmonicznej, dlatego dla trzeciej harmonicznej prąd w tym obwodzie osiąga zdecydowanie największą wartość (rys 4). Wartości prądów generowanych przez piątą, siódmą i kolejne wyższe harmoniczne, ze względu na wzrost impedancji obwodu dla tych harmonicznych są dużo mniejsze i nie wnoszą istotnego wkładu w bilans mocy wyjściowej urządzenia. Do badania prototypu użyto baterii kondensatorów bez chłodzenia wodą, ograniczającą możliwości pomiarowe do ok. 400 [W] na wyjściu. Zmiana wartości mocy wyjściowej, realizowana jest przez zmianę wartości zasilającego napięcia stałego. Dostosowanie obwodu obciążenia do potrojonej częstotliwości rezonansowej układu pracy falownika umożliwia stosowanie tradycyjnych analogowych systemów wyzwalania i ciągłą kontrolę jego pracy przy podwyższonej częstotliwości roboczej obwodu wyjściowego.

108

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Rys.3. Prototyp zbudowanego falownika szeregowego Rys.4. Wykresy przebiegów napięcia i prądu wzbudnika pracującego z trzecią harmoniczną. na wyjściu falownika (wartości między-szczytowe: Uwzb=21,4[V], Iwzb=82[A]).

Wstępne badania prototypu przeprowadzono przy mniejszym obciążeniu mocą w celu optymalizacji konstrukcji falownika i systemu sterowania. Aktualnie prace skoncentrowane są na podniesieniu mocy wyjściowej. Po uzyskaniu kondensatora firmy MITRA (Kutno) chłodzonego wodą oraz powiększeniu baterii kondensatorów w zasilaczu z 660 [μF] do 3000 [μF] planuje się uzyskanie na mocy wyjściowej przekraczającej 2 [kW], co jest optymalnym rozwiązaniem dla zasilania jednofazowego. W niedługiej przyszłości planowane jest modernizacja falownika do zasilania z sieci trójfazowej o zwiększonej mocy wyjściowej do 7,5 [KW].

Wnioski Badania laboratoryjne potwierdziły zalety prototypu rezonansowego falownika szeregowego z układem przełączania elementów mocy poniżej 150 [kHz], to jest poniżej pasma zakłóceń radioelektrycznych a jednocześnie pracę przy częstotliwości urządzeń przemysłowych wynoszących 455 [kHz]. Sprawdziła się zaproponowana w pracy [2] koncepcja potrojenia częstotliwości roboczej falownika co, w porównaniu do innych stosowanych rozwiązań, upraszcza układ sterowania ponieważ układ ten pracuje poniżej częstotliwości pasma fal radiowych.

Literatura 1. 2. 3.

Citko T., Tunia H., Winiarski B.; Układy rezonansowe w energoelektronice, Postępy Napędu Elektrycznego i Energoelektroniki, tom 23, Wydawnictwa Politechniki Białostockiej, Białystok 2001, stron 288 (ISBN 8388229281, 9788388229282). Gąsiorski A., Posyłek Z.; Praktyczna realizacja rezonansowego falownika szeregowego pracującego z potrojoną częstotliwością względem częstotliwości przełączania elementów, Przegląd Elektrotechniczny, r. 89, nr 12/2013, str. 370-373 (ISSN 0033-2097). Mućko J.; Tranzystorowe falowniki napięcia z szeregowymi obwodami rezonansowymi, Uniwersytet Technologiczno-Przyrodniczy im. Jana i Jędrzeja Śniadeckich w Bydgoszczy Rozprawy Nr 148, Wydawnictwa Uczelniane Uniwersytetu Technologiczno-Przyrodniczego Bydgoszcz 2011, stron 206 (ISSN 0209-0597).

109

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

110

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

ZASTOSOWANIE ŁĄCZA FALOWODOWEGO O PRZEKROJU PROSTOKĄTNYM Z PRZELOTOWYM OTWOREM POPRZECZNYM DO BADANIA PRZENIKALNOŚCI ELEKTRYCZNEJ CIAŁ STAŁYCH Aleksander GĄSIORSKI, Zdzisław POSYŁEK Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Wstęp Niewykorzystane dotychczas możliwości pomiarowo-badawcze stwarzają falowody z wyciętymi przelotowo otworami w łączach falowodowych, umieszczonymi poprzecznie w stosunku do jego długości. Urządzenia takie są rzadko wykorzystywane w technice [1]. Spowodowane to jest zapewne powszechną nieznajomością oddziaływania fal elektromagnetycznych na organizmy żywe i związanym z tym paraliżującym strachem przed tym oddziaływaniem, nawet dla pól elektromagnetycznych o znikomej wartości, stosowanych do proponowanego tutaj łącza falowodowego stanowiącego element toru falowodowego.

Moc w falowodach z przelotowym otworem i tor falowodowy Na rys. 1 pokazano ogólny bilans mocy w torze falowodowym. Bilans mocy mikrofal działających na badaną próbkę umieszczoną w przelotowym otworze, przedstawia się następująco:

Pwej  Podb  Pabs  Pwyj

(1)

gdzie, moce: Pwej [W ] - wejściowa, Podb [W ] - odbita, Pabs [W ] - absorbowana, Pwyj [W ] - wyjściowa. W skład mocy absorbowanej wchodzi również moc tracona w przelotowym wycięciu, nie tylko w samej próbce ale i w powietrzu otaczającym badaną próbkę. W ocenie prowadzących badania, wynika, że wynosi ona zaledwie kilka procent w stosunku do mocy absorbowanej przez próbkę. Bezpośrednio związanym ze stratami powstałymi w wyniku pochłaniania mocy w badanej próbce, jest współczynnik tłumienia pochłaniania, który jest wyznacznikiem przepływu mocy w falowodzie. Przy przyjęciu, że moc odbita od badanej próbki jest minimalna i praktycznie nie występuje w bilansie, współczynnik ten można przedstawić w postaci [2,3]: Pwyj P (2)  wyj d  Pwej  Podb  Pwej Do celu sporządzenia bilansu mocy wykonano typowy tor mikrofalowy w którym umieszczono łącze falowodowe z przelotowym otworem.

Pabs Pwej

Podb

Pwyj

Rys. 1. Rozkład mocy w falowodzie prostokątnym

Rys. 2 Przekrój falowodu prostokątnego

111

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Prowadzone badania i zastosowane elementy mikrofalowe Z zakresu mikrofalowego w prowadzonych badaniach wykorzystano podzakres G o częstotliwościach granicznych 4,0 – 6,0 [GHz] przy stosowaniu generatora wnękowego z diodą Gunna i podzakres J o częstotliwościach granicznych 5,3 – 8,2 [GHz] przy stosowaniu generatora zewnętrznego. Wykorzystano falowód o standardowych oznaczeniach: WG (British Waveguide Number)13, EIA (Electronic Industries Association USA)-WR 159, IEC (International Electrotechnical Commission)-R 58, wymiary wewnętrzne falowodu: głębokość a=40,386 [mm], wysokość b=20,193 [mm], dolna częstotliwość graniczna rodzaju podstawowego TE10(H10) - fgr=3,712 [GHz], zalecane dolna częstotliwości graniczne zakresu użytkowego - fmin=1,3fgr=4,90 [GHz] zalecane górna częstotliwości graniczne zakresu użytkowego - fmax=1,9fgr=7,05 [GHz] Falowód tego typu ma stosunkowo duży przekrój poprzeczny a x b. Złożono doświadczalny tor mikrofalowy na elementach falowodu prostokątnego (rys. 3) składający się z generatora Alcatel typu VGSH – 100A o zakresie pracy 0,5-18 [GHz] zasilającego tor falowodowy w którego skład wchodziły: badane łącze falowodowe z przelotowym otworem z przyłączonym detektorem oraz miernikiem mocy na wyjściu firmy Boonton typu 4220. W tym torze wykorzystano mod wiodący TE10(H10) (rys.4) i przeprowadzono komplet typowych badań odcinka falowodu. Dla falowodu 1 z rys.3 dla wycięcia całofalowego o długości 60 [mm] współczynnik zmierzony αd=0,09, natomiast dla falowodu 2 z rys.3 dla wycięcia półfalowego o długości 30 [mm] współczynnik zmierzony αd=0,57. Dlatego sposób wycięcia prostokątnego otworu przelotowego w ściance falowodu ma decydujące znaczenie dla jego możliwości badawczych. Zależnie od boku falowodu, w którym zostanie wycięty przelotowy otwór możliwe będzie, między innymi, kontrolowanie zawartości wody w materiale (czyli jego wilgotności) lub określenie wartości względnej przenikalności elektrycznej materiału. W przypadku wycięcia otworu w węższym boku falowodu na całej jego szerokości, zmniejszeniu ulega pole magnetyczne w falowodzie a przy otworze o półfalowej długości spadek mocy w falowodzie nie przekracza 50% mocy w porównaniu z pełnym (nie wyciętym) falowodem [1] przy zwarciu kalibracyjnym na wyjściu falowodu.

Rys. 3. Badane falowody, Falowód 1 z przelotowo wyciętą szerszą ścianką, Falowód 2 z przelotowo wyciętą węższą ścianką

112

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Rys. 4. Rozkład pola elektrycznego w falowodzie prostokątnym pobudzany modem

TE10 ( H10 )

Wnioski z wykonanej analizy Na podstawie przeprowadzonych badań praktycznych wyciągnięto następujące wnioski. Najkorzystniejsze jest wykonanie prostokątnego przelotowego otworu w falowodzie poprzez usunięcie całych dwóch, wzajemnie równoległych ścianek falowodu w ograniczonej długości, przy czym długość wycięcia nie powinna przekraczać połowy długości fali generowanej w falowodzie λ/2 lub całkowitej nieparzystej wielokrotności tej wielkości. Również istotnym jest aby początek wyciętego otworu znajdował się w odległości λ/2 lub jej całkowitej wielokrotności od fizycznego końca falowodu. Optymalnym rozwiązaniem wydaje się praca ze zwartym falowodem na wyjściu, i wykonywanie identyfikacji mocy za pomocą miernika mocy lub odpowiednio wyskalowanego detektora umieszczonego w odległości λ/4 od miejsca zwarcia. Otrzymane wyniki badań wskazują na możliwość wykorzystania wycięcia przelotowego w węższym boku do określania zawartości wilgoci w materiałach stałych i sypkich nasiąkających wodą ale nie przewodzących prądu elektrycznego, gdyż materiały te nasiąkając wodą zmieniają swoją przenikalność elektryczną. Wycinając przelotowo szerszy bok falowodu uzyskuje się możliwość określania przenikalności dielektrycznej materiału znajdującego się w wycięciu, gdyż dla tak wykonanego otworu wpływ wilgotności materiału na bilans mocy jest mniejszy.

Literatura 1. 2. 3.

Gąsiorski A., Posyłek Z.; Wpływ wilgotności biomasy na straty mocy w torze falowodowym na pasmo X z wyciętym przelotowo otworem, Przegląd Elektrotechniczny R. 90, Nr 12/2014, s. 204-207, ISSN: 0033-2097. Piątek Z., Jabłoński P.; Podstawy teorii pola elektromagnetycznego, WNT, Warszawa 2010, s. 466, ISBN: 978-83-2043-599-3. Szóstka J.; Mikrofale. Układy i systemy, WKŁ, Warszawa 2006, s. 350, ISBN: 978 83-2061-60.

113

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

114

   

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

PROPAGACJA GENEROWANYCH PRZEZ RUCH OSÓB PO POWIERZCHNI WYKŁADZINY PODŁOGOWEJ IMPULSÓW POTENCJAŁU ELEKTRYCZNEGO – BADANIA WSTĘPNE Zygmunt GRABARCZYK Laboratorium Elektryczności Statycznej, Zakład Bioelektromagnetyzmu Centralny Instytut Ochrony Pracy – Państwowy Instytut Badawczy

Osoby poruszające się po podłodze wykonanej z materiału nieprzewodzącego lub przewodzącego dielektryka, elektryzują się, ale także elektryzują miejscowo wykładzinę podłogową, odrywając od niej powierzchnię obuwia. Powstają wtedy obszary nadmiernego ładunku powierzchniowego (dalej zwane „śladami elektrostatycznymi) na powierzchni kilkudziesięciu cm2, i potencjale ładunku rzędu kilku do kilkunastu kilowoltów. Wykładziny podłogowe zazwyczaj układa się na podłożu betonowym. W przypadku podłóg wykonanych z materiałów nieprzewodzących, zazwyczaj można je traktować jako warstwę stratnego dielektryka na podłożu przewodzącym (rezystancja upływu podłogi betonowej jest rzędu kilkunastu do kilkuset kiloomów, a podłóg typu gresu, PCV itp. rzędu setek gigaomów lub większa). W momencie oderwania podeszwy obuwia od podłogi, powstaje impulsowy lokalny wzrost ładunku elektrycznego i zaczyna się dookolna propagacja tego impulsu, połączona z zanikaniem ładunku. Szybkość zanikania ładunku i szybkość propagacji impulsu są zależne od własności elektrycznych wykładziny(rezystywności, przenikalności elektrycznej i grubości wykładziny). Oscyloskopowa obserwacja przebiegów potencjału na powierzchni podłogi potwierdziła to zjawisko i wykazała potencjalną możliwość wykorzystania go do wykrywania osób nadmiernie elektryzujących się (np. na skutek używania niewłaściwego obuwia), co może być istotne np. dla przemysłu elektronicznego. Na poniższych oscylogramach pokazano przebiegi impulsów wywołane oderwaniem obuwia od podłoża. Na powierzchni podłogi ustawiono elektrodę typu Resistance Probe Model 850, o masie 2,27 kg i średnicy 63 mm i połączono ją sondą sygnałową z analogowym wejściem oscyloskopu typu MSO 2016B prod. Tektronix. Rezystancja wejściowa sondy wynosiła 10 MOhm, a pojemność 12 pF. Rezystancja upływu badanej podłogi ceramicznej (gres), była rzędu 100-150 GOhm. Przy tak dużych rezystancjach układ był wrażliwy na sile zakłócenia polem elektrycznym 50 Hz (co widać na oscylogramach). W celu zmniejszenia poziomu sygnału sieciowego, pojemność wejściową sondy zwiększono do 100 nF. Przebiegi pokazane na rys. 1 i 2, różnią się odległością sondy pomiarowej od obuwia odrywanego od podłoża

Rys. 1. Oscylogram impulsu elektrycznego na powierzchni podłogi, przy odległości sondy i obuwia równej 30 cm. Lewy niebieski pionowy znacznik oznacza moment oderwania podeszwy od powierzchni podłogi, a prawy – moment dotarcia impulsu do sondy pomiarowej.

115

   

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

  Rys. 2. Oscylogram impulsu elektrycznego na powierzchni podłogi, przy odległości sondy i obuwia równej 7 cm. Lewy żółty pionowy znacznik oznacza moment oderwania podeszwy od powierzchni podłogi, a prawy – moment dotarcia impulsu do sondy pomiarowej.

  Rys. 3. Impulsy odebrane przez elektrodę pomiarową odległą o ok. 50 cm od osoby chodzącej przed elektrodą, przy czym wykonującej energiczne obroty, powodujące silą elektryzację.

Wnioski Wykonany eksperyment potwierdził możliwość wykrywania ruchu osoby na podłożu o rezystancji większej niż dopuszczalna w przemyśle elektronicznym (1 GOhm), jednak wielkość sygnału w małych odległościach od źródła nie przekracza kilku miliwoltów i przy odległościach rzędu metrów, może on być przesłonięty przez pole 50 Hz. Konieczne jest rozbudowanie układu i środkowo-zaporowy filtr częstotliwości sieciowej i zwiększenie rezystancji wejściowej układu pomiarowego co najmniej 105 razy.

116

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

APPLICATION OF STATIONARY ACTION PRINCIPLE TO LONG LINE PROBLEM Barbara GROCHOWICZ 1, Katarzyna CIOSK 2, Romuald KOTOWSKI 3 1 2

University of Opole

Kielce University of Technonology, Faculty o Electrical Engineering, Automatic Control and Computer Science 3

Polish-Japanese Academy of Information Technology

A variational technique gives availability of analytical or approximate solution of the equations. In many cases the variational solution constitutes good approximation of the true one. This justifies the use of variational methods to initial boundary-value problems of technical interest. Recently it was invented by B. Grochowicz and W. Kosiński in [1,2] a method for deriving long line equation from the principle of stationarity of a particular action functional I, known for the conservative system, namely the wave equation. The main idea of the derivation is based on the observation, that for non-conservative systems and irreversible processes the variations of partial time and/or spatial derivatives of a field is different from the partial time and/or spatial derivative of the variation of the field, respectively [3]. Hence from the action integral containing the density of a Lagrangian and known for a conservative system, equations of a non-conservative system is obtained by the variational principle, provided a particular form of the non-commutativity of operations is assumed. The two equations with suitable voltage and current functions u(x, t) and i(x, t) govern the long line problem:  2 u  x, t  x

2

 2 i  x, t  x

2

 L0 C 0  L0 C 0

 2 u  x, t  t

2

 2 i  x, t  t

2

u x, t   R 0 C 0 u  x, t  t

(1)

ix, t   G 0 R 0 i  x, t  t

(2)

 R 0 C 0  G 0 L 0 

 G 0 L0  C 0 R0 

Let us introduce the density of the Lagrangian in the form: 2

2

 2 c 2  u   u u  1  u  L u , ,         u 2  x  2  x t  2  t 

(3)

where c2 and κ are substituted with   C0 L0 1 ,   R0C0 and the noncommutative rule    , t u  u  

(4)

with γ = α(R0C0 + G0L0). Using the Hamilton’s principle δI = 0, under the boundary conditions δu(t1) = δu(t2) for the first variation of u, the E–L’s equation gives (1). On the other hand, for the case of the current function, with new   G0 R0 , the E-L’s equation is the governing equation for the current i(x, t) (2). Now let us consider the infinite long line at x = 0 a voltage jump is applied and use the stationary action principle to find particular solution. The generalized coordinate q(t) for the voltage function

117

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   u ( x, t )  e exp( x / q(t ))

(5)

After using stationary action principle for determining the form of q(t) the E–L’s equation [2]: 1 d q 1 q 2  q   ( ) ( )    0 4 dt q 8 q 4 q 4q 2 4

(6)

It is evident that one possible solution is q˙ = 0, and consequently q2 = ακ. From this we get u ( x, t )  e exp( x( R0 G 0 ) 1 / 2 )

(7) If q˙  0 the function q = q(t) is invertible and we have t as a function of q. Then we can write that a function v(q) exists such that q˙ = v(q). Calculate the second time derivative q(t )  v(q )v(q )

(8)

Eq.(6) can be transformed to v' q vq  

 1 vq 2  vq   q   0 2q q 

(9)



 1 dq   q 1 / 2 and introducing 2q 

new function y(q) = v(q)E(q), the last Eq.(9) can be transformed into   yy '  y   q   2 ,

(10)

It is an Abel’s equation of the second kind . By defining q   exp  

q



Let us put z(q) = y(q) + F(q), with F q       q 1 / 2 dq  2q1 / 2 then in the new dependent variable z(q) we get z q   F q z ' q   2  





q

Now if we invent the new variable

    q   / q  2 dq   / q  q

and express z in terms of ζ, i.e. η(ζ) := z(q(ζ)), then from Eq. (12) we receive (η(ζ) + F(q(ζ)))η’(ζ) = 1 The last equation can be solved in a parametric form  d  F  x    ds   d  1  ds

(11) (12) (13)

(14)

(15)

for s[0,b], with x(0) = x0 , u(0) = u0.

References [1] [2] [3]

B. Grochowicz, W. Kosinski. Lagrange’s method for derivation of long line equations, Acta Technica, 56 (3), 331–341, 2011. B. Grochowicz, W. Kosinski. Stationary action principle and particular solutions for long line equations, Przegląd Elektrotechniczny 12, 2012 W. Kosinski, P. Perzyna. On consequences of the principle of stationary action for dissipative bodies, Arch. Mech., 64 (1),95–106, 2012.

118

 

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

MODELE SYMULACYJNE DO SZACOWANIA WSKAŹNIKÓW NIEZAWODNOŚCI STRUKTURALNEJ SYSTEMÓW ELEKTROENERGETYCZNYCH Andrey GRISHKEVICH Politechnika Częstochowska, Instytut Informatyki

Obliczanie niezawodności [1] układu zasilania oparte jest na sumowaniu wkładów do wypadkowych wskaźników niezawodności od różnych stanów uszkodzenia systemu. Wkład stanów (dla wysoko niezawodnych systemów są zazwyczaj rozpatrywane jednoczesne uszkodzenie 1, 2 lub 3 elementów) jest obliczany na podstawie modeli funkcjonowania 1, 2 i 3 elementów. Metody analityczne obliczania niezawodności stosowane są przy użyciu modeli Markowa funkcjonowania elementów. U podstaw tych modeli leży założenie o wykładniczym charakterze rozkładów zmiennych losowych. Rozkład niektórych zmiennych losowych w rzeczywistych układach, takich jak czas remontu zapobiegawczego, znacznie różni się od wykładniczego. Istotny wpływ na rozkład zmiennej losowej ma dyscyplina obsługi (sposoby organizowania naprawy i remontów), która zmienia się bardzo szybko. Zamiana nieznanego rozkładu zmiennej losowej na rozkład wykładniczy prowadzi do znacznych błędów w wynikach obliczeń. Niepewność danych źródłowych doprowadziła do opracowania metod interwałowego obliczania wypadkowych wskaźników niezawodności [2,3]. Jednak uwzględnienie nieznanego rozkładu zmiennej losowej poprzez przedłużenie przedziału danych wejściowych jest bardzo niewiarygodne. Aby wziąć pod uwagę rzeczywiste prawa rozkładu zmiennych losowych poniżej proponuje się korzystać z technik modelowania, gdzie rozkład zmiennych losowych można przyjąć dość arbitralnie. Podejście takie zastosowano w [4]. Jako przykład rozważmy model, rozwiązanie którego w przypadku rozkładu wykładniczego jest znane. Każdy element I systemu elektroenergetycznego (w zastosowaniu do elektroenergetyki to transformator, wyłącznik itd.) może znajdować się w jednym z czterech stanów. Przyjmujemy założenie, że In – stan normalnej pracy elementu, Is – stan między uszkodzeniem elementu i zakończeniem przełączeń operacyjnych, Ir – stan awaryjnego remontu elementu, Im – stan remontu zapobiegawczego (zamierzonego odłączenia) elementu. Model Markowa funkcjonowania jednego elementu I z odpowiednimi intensywnościami przejścia między stanami przedstawiono na rys.1.

Rys.1. Model Markowa jednego elementu I

Testowe dane numeryczne (tabela 1) dotyczące wskaźników niezawodności elementu I są wzięte z [1]

119

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

  Tabela 1 TIns0 TInm0 TIsr0 TIrn0 TImn0

= = = = =

Testowe wskaźniki niezawodności elementu systemu elektroenergetycznego 100 [rok] (LIns0=1/TIns0= 0,01 [1/rok]); 0,454545454545455 [rok] (LInm0=1/TInm0= 2,2 [1/rok]); 0,000228310502283105 [rok] =2 [godz] (MIsr0=1/TIsr0); 0,00130022831050228 [rok] =11,39 [godz] (MIrn0=1/TIrn0); 0,000908675799086758 [rok] =7,96 [godz] (MImn0=1/TImn0).

Układ równań liniowych modelu Markowa (rys.1) przedstawiony jest poniżej {

-MImn0*PIm+LInm0*PIn=0, -MIrn0*PIr+MIsr0*PIs=0, -LIns0*PIn-MIsr0*PIs=0, PIm+PIn+PIr+PIs=1.

Rozwiązanie analityczne tego układu przedstawione jest w tabeli 2. Tabela 2 Rozwiązania analityczne dla prawdopodobieństw stanów modelu z rys.1 det=(MImn0*LIns0*MIrn0+MImn0*LIns0*MIsr0+MIrn0*MIsr0*MImn0+MIrn0*LInm0*MIsr0); PIm = (MIrn0*LInm0*MIsr0)/det; PIn = (MIrn0*MIsr0*MImn0)/det; PIr = (MImn0*LIns0*MIsr0)/det; PIs = (MImn0*LIns0*MIrn0)/det;

Modelowanie można przeprowadzić, na przykład, za pomocą programu komputerowego Arena (rys.2) firmy Rockwell Automation Inc. [5].

Rys.2. Program komputerowy Arena

Opis modelu (rys.1) korzystający z programu symulacyjnego Arena (rys.2) przedstawiono w tabeli 3. Tabela 3 Blok symulacji Start Wielkość losowa Niezawodność

In In to Is (tIns0). Rezystancja uzwojenia pierwotnego w tym stanie zależy od charakterystyki przejścia materiału nadprzewodnikowego. Ze wzrostem rezystancji wzrasta efekt tłumienia prądu jednokierunkowego, który zmienia się według zależności:

2 EX i Z2

R R  t  c    t  c  R R  sin t  cos t   sin  c  cos  c e X   Ice X X  X   

(3)

gdzie c jest kątem przy którym nastąpiła utrata stanu nadprzewodzenia, Ic wartością krytyczną prądu. Na rysunku 1 przedstawiono przebiegi jednego impulsu prądu włączania. Na rysunku 1a przedstawiono przebieg dla wartości krytycznej prądu Ic=30 A, zaś na rysunku 1b dla wartości krytycznej Ic=41,4 A, równej wartości maksymalnej jaką osiąga prąd bez efektu tłumienia.

Rys. 1. Przebieg prądu włączania: a) dla Ic=30 A, b) dla Ic=41,4 A

Przebieg dla R/X=0 (linia przerywana), odpowiada sytuacji gdy uzwojenie pierwotne transformatora znajduje się w stanie nadprzewodzenia przez cały czas trwania prądu włączania. Z kolei przebieg R/X=0,2 (linia przerywana), odpowiada sytuacji gdy uzwojenie znajduje się cały czas w stenie rezystywny. Stosunek R/X=0,2 (linia przerywana) reprezentuje również przebieg prądu włączania w transformatorze konwencjonalnym, tj. z uzwojeniami miedzianymi lub aluminiowymi. Przebieg narysowany linią ciągłą dla R/X=0,2, opisuje przebieg prądu włączania po wyjściu uzwojenia pierwotnego ze stanu nadprzewodzenia. Z przeprowadzonej analizy wynika, że od wartości krytycznej prądu istotnie zależy amplituda i czas trwania prądu włączania. Przy małych wartościach prądu krytycznego prąd włączania osiąga stosunkowo małe wartości i szybko zanika. Z punktu widzenia ochrony sieci energetycznej przed skutkami przepływu prądu włączania, korzystnie jest by prąd krytyczny miała jak najniższą wartość. Jednakże wzrost rezystancji uzwojenia pierwotnego przekłada się na wzrost strat Joule’a. W efekcie przepływ prądu włączania może prowadzić do termicznego uszkodzenia nadprzewodnika. Badania zrealizowano w ramach projektu „Analiza zjawiska udarowych prądów włączania i zjawisk powiązanych transformatorów nadprzewodnikowych”. Projekt został finansowany ze środków Narodowego Centrum Nauki przyznanych na podstawie decyzji numer DEC-2012/05/D/ST8/02384.

Literatura [1]

[2] [3]

R. A. Turner, K. S. Smith, “Resonance Excited by Transformer Inrush Current in Interconnected Offshore Power Systems,” IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, Edmonton, Canada, October 2008. M. Steurer, K. Fröhlich, “The impact of inrush currents on the mechanical stress of high voltage power transformer coils,” IEEE Trans. Power Del., vol. 17, no. 1, pp. 155–160, Jan. 2002. A. Kujur, D. Behera, DC electrical resistivity and magnetic studies in Yttrium Barium Copper oxide/barium titanate composite thin films, Elsevier Thin Solid Films 520, pp. 2195–2199, 2012.

154

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

WPŁYW KLINÓW MAGNETYCZNYCH NA WŁAŚCIWOŚCI TRÓJFAZOWEGO SILNIKA INDUKCYJNEGO MAŁEJ MOCY Mariusz KORKOSZ, Danuta PLIŚ Politechnika Rzeszowska Wydział Elektrotechniki i Informatyki

Rozkład pola magnetycznego Analizowano wpływ klinów magnetycznych na rozkład pola magnetycznego oraz moment elektromagnetyczny rozwijany prze silnik o mocy PN = 7,5 kW; napięciu zasilania UN = 380 V i częstotliwości 50 Hz. Na obwodzie stojana znajdują się 24 żłobki półzamknięte, zaś w wirniku 20 żłobków dwuklatkowych. Przeprowadzono obliczenia rozkładu gęstości strumienia magnetycznego w silniku indukcyjnym ze żłobkami półzamkniętymi w stojanie zabezpieczonymi klinami niemagnetycznymi µr=1 i magnetycznymi o różnych przenikalnościach magnetycznych. Przykładowe wyniki obliczeń przedstawiono na rys 1a i b. b)

a)

Rys. 1. Rozkład indukcji w silniku indukcyjnym z ze żłobkami półzamkniętymi w stojanie zabezpieczonymi: a) klinami niemagnetycznymi µr=1, b) magnetycznymi o przenikalności magnetycznej µr=10

Należy zauważyć, że wpływ na rozkład indukcji magnetycznej w obszarze szczeliny powietrznej jest podobny jak w silnikach dużej mocy, czyli bardziej równomierny. Moment elektromagnetyczny Analizowano również wpływ względnej przenikalności magnetycznej klinów na rozruch silnika, a w szczególności na przebieg momentu elektromagnetycznego. Na rysunku 2 są zapre-

155

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   zentowane uzyskane rezultaty. Należy zauważyć wyraźny wpływ względnej przenikalności magnetycznej na zmniejszenie pulsacji momentu elektromagnetycznego w czasie rozruchu przy zastosowaniu klinów magnetycznych do zamknięcia żłobków stojana.

Rys. 2. Przebieg momentu elektromagnetycznego w czasie rozruchu dla różnych wartości względnej przenikalności magnetycznej klinów zamykających żłobki stojana

Wnioski Stosowanie materiału magnetycznego na kliny zabezpieczające przestrzeń żłobkową stojana w silnikach indukcyjnych z wirnikiem klatkowym małej mocy jest celowe ze względu na ograniczenie pulsacji momentu elektromagnetycznego w czasie rozruchu. Wpływa również na bardziej równomierny rozkład indukcji w obszarze szczeliny powietrznej, ograniczenie prądu pobieranego z sieci w początkowej fazie rozruchu. Bibliografia 1. Pliś D.: Badania symulacyjne silników z klinami magnetycznymi, Wydawnictwo Sigma Not, Przegląd Elektrotechniczny, Z.12, 2004 2. Wardach M.: Wpływ klinów magnetycznych na pulsacje momentu elektromagnetycznego w przetwornikach o strukturze użłobkowanej, Wydawnictwo Sigma Not, Przegląd Elektrotechniczny, Z.3, 2006 3. Dems M., Komeza L., Sykulski J. K.: Analysis of effects of magnetic slot weges on characteristics of large inductiom motors, Wydawnictwo Sigma Not, Przegląd Elektrotechniczny, Z.1, 2012 4. Madescu G.; Greconici M.; Biriescu M.; Mot M.: Effects of staror slot magnetic wedges on the induction motor perfomances, IEEE, 12, 2012, s. 489 – 492

156

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

DETEKCJA DEFEKTÓW CIENKICH STRUKTUR ELEKTROPRZEWODZĄCYCH Z WYKORZYSTANIEM TERMOGRAFII Ewa KORZENIEWSKA 1, Piotr MURAWSKI 2, Andrzej KRAWCZYK 2,3 , Ryszard PAWLAK 1 1

Instytut Systemów Inżynierii Elektrycznej, Wydział Elektrotechniki, Elektroniki, Informatyki i Automatyki, Politechnika Łódzka 2 3

Wojskowy Instytut Medyczny, Warszawa

Wydział Elektryczny, Politechnika Częstochowska

Temperatura jest jednym z najbardziej popularnych wskaźników poprawności działania układów elektrycznych lub elektronicznych. Skorodowane połączenia elektryczne, uszkodzone elementy układów, defekty w strukturach elektronicznych mogą powodować zaburzony lub nierównomierny rozkład temperatury. Jej pomiar w czasie rzeczywistym w bezkontaktowy sposób możliwy jest dzięki zastosowaniu coraz częściej wykorzystywanego narzędzia służącego do monitorowania stanu urządzeń w postaci termografii w podczerwieni (IRT) [1]. IRT pozwala na wczesne wykrycie wad sprzętu oraz wadliwych procesów przemysłowych i instalacji elektrycznych w trakcie ich eksploatacji. [2]

60% 50% 40% 30% 20% 10% 0% temperatura

wibracje

wilgotność

kurz

Rys. 1. Procentowy udział czynników środowiskowych w uszkodzeniach układów elektronicznych. [3]

Cienkie struktury elektroprzewodzące znajdują zastosowanie między innymi w tekstronice czy też elektronice elastycznej. Przy bieżących tendencjach do miniaturyzacji układów elektronicznych celowe są badania zmierzające do ich integracji między innymi z odzieżą [4,5]. W tym aspekcie ważne są badania w zakresie uzyskania cienkich struktur elektroprzewodzących o stałych i stabilnych parametrach elektrycznych. Autorzy proponują wykorzystanie termografii jako jednej z metod oceny jakości wytworzonych struktur na podłożach elastycznych. Ze względu na grubości wytworzonych warstw rzędu kilkuset nanometrów [6], a tym samym ryzyko ich uszkodzenia przy pomiarach realizowanych metodami kontaktowymi, użycie nieingerencyjnych metod pomiarowych jest ze wszech miar wskazane. Termowizyjna metoda identyfikacji uszkodzeń struktury ma ponadto przewagę nad pomiarami kontaktowymi polegającą na możliwości detekcji uszkodzeń na całej powierzchni struktury, a nie tylko na jej wybranym odcinku. Liczba punktów pomiaru i ich rozdzielczość w pomiarze termowizyjnym jest nie do osiągnięcia przy wielopunktowym pomiarze kontaktowym.

157

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Rys. 2. Obraz termograficzny elektroprzewodzącej struktury cienkowarstwowej

Optyczna metoda wykrywania usterek (np. z wykorzystaniem mikroskopii skaningowej) umożliwia jedynie zgrubną ocenę jakościową struktury w sytuacji zidentyfikowania wady w postaci pęknięcia bądź wyraźnej nierówności, co nie pozwala na wymierną ocenę wpływu takiej wady na parametry elektryczne struktury. Ułomność takiej metody polega także na możliwości poddania ocenie jedynie powierzchni struktury bez możliwości oceny zmian jej grubości lub wad występujących pod powierzchnią. Wady struktury występujące w dowolnym miejscu struktury mają bezpośredni wpływ na rezystancję lokalną, a tym samym na emisję ciepła wydzielanego w trakcie przesyłu sygnału. Analiza rozkładu emisji ciepła odzwierciedlona na obrazie termowizyjnym pozwoli więc na wychwycenie miejsc niejednorodności ścieżki elektroprzewodzącej.

Literatura 1. 2. 3. 4. 5. 6.

S. Bagavathiappan, B.B. Lahiri, T. Saravanan, John Philip, T. Jayakumar “Infrared thermography for condition monitoring – A review” Infrared Physics & Technology 60 (2013) 35–55 R. Kafieh, T. Lotfi, Rassoul Amirfattahi “Automatic detection of defects on polyethylene pipe welding using thermal infrared imaging” Infrared Physics & Technology 54 (2011) 317–325 M. Janicki, A. Napieralski „Modelling electronic circuit radiation cooling using analytical thermal model” Microelectronics Journal 31 (2000) 781–785 E Korzeniewska, A Duraj, C. Koneczny, A Krawczyk “Thin film electrodes as elements of telemedicine systems” Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review) Vol. 2014, Nr. 12 E. Korzeniewska, A. Duraj, A. Krawczyk „Identyfikacja wyjątków sensorycznych funkcji organizmu przy zastosowaniu nowoczesnej metody monitoringu e-włókien”, Przegląd Elektrotechniczny (2013) vol. 89, No.12, pp. 123-127 Pawlak Ryszard, Korzeniewska Ewa, Frydrysiak Michał, Zięba Janusz, Tęsiorowski Łukasz, Gniotek Krzysztof, Stempień Zbigniew, Tokarska Magdalena „Using Vacuum Deposition Technologyfor the Manufacturing of Electro-Conductive Layers on the Surface of Textiles” Issue 2 (91) / 2012 , pages 68–72

158

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

MODELOWANIE ZJAWISKA MAGNETOPLASTYCZNOŚCI Romuald KOTOWSKI, Piotr TRONCZYK Polsko-Japońska Akademia Technik Komputerowych, Warszawa

Zjawisko magnetoplastyczności w materiałach niemagnetycznych zostało odkryte w roku 1985 w Instytucie Krystalografii AN ZSRR, a informacja o nim ukazała się dopiero dwa lata później [1]. Efekt ten był na tyle nowy i nieoczekiwany, iż wymagał jeszcze wielokrotnego potwierdzenia. Od tego czasu literatura na jego temat jest już bardzo bogata, zgromadzono imponujący materiał doświadczalny, ukazało się nawet kilka prac przeglądowych [2]. Tym nie mniej, konieczne są jeszcze dalsze prace badawcze mające za zadanie opracowanie bardziej szczegółowego modelu teoretycznego w celu wyjaśnienia zjawiska, nie tylko na poziomie makroskopowym, ale również kwantowym. Wypracowana hipoteza, w jaki sposób można zjawisko magnetoplastyczności materiałów niemagnetycznych można wyjaśnić w zaproponowanym fenomenologicznym modelu teoretycznym, znajduje swoje potwierdzenie w przeprowadzonych eksperymentach w sposób zadowalający i rokuje dobre nadzieje na zastosowania praktyczne. Zjawisko plastyczności materiałów krystalicznych jest wynikiem istnienia defektów strukturalnych, a w szczególności defektów liniowych, czyli dyslokacji. Ich przemieszczanie się pod wpływem działania siłowych pól zewnętrznych powoduje trwałą deformację materiału bez jego zniszczenia. Eksperymenty polegają na śledzeniu przemieszczaniu się śladów dyslokacji wychodzących na powierzchnię kryształów, ale cały proces, jaki zachodzi we wnętrzu kryształów, jest dla eksperymentatorów niewidoczny, a o jego przebiegu można wnioskować tylko w sposób pośredni. Stwierdzono między innymi, że: ‒ średnie przemieszczenie linii dyslokacji l w krysztale niemagnetycznym (np. NaCl) jest proporcjonalne do czasu przebywania próbki w polu magnetycznym i do kwadratu jego natężenia  B 2 t , przy czym dyslokacje, o liniach równoległych do linii natężenia przyłożonego pola magnetycznego są na jego działanie niewrażliwe; ‒ zależność przemieszczenia linii dyslokacji od temperatury jest bardzo słaba: zarówno w temperaturze 2oK jak i w 77oK przemieszczenie w zasadzie jest takie samo, a w temperaturze pokojowej wzrasta o 15-20%; ‒ jeśli kryształ znajduje się pod wpływem pola magnetycznego i ulega deformacji ze stałą prędkością, to granica płynięcia ulega kilkakrotnemu zmniejszeniu, a efekt jest tym większy im mniejsza jest prędkość deformacji i im większe jest natężenie pola magnetycznego. Właśnie z tego powodu wypracowanie metodyki symulacji komputerowej przebiegu zjawiska magnetoplastyczności wewnątrz materiałów niemagnetycznych okazało się konieczne [3]. Dyslokacja, w trakcie swego przemieszczania się w krysztale, napotyka na defekty sieci, czyli na inne dyslokacje i inne niedoskonałości strukturalne, na przykład defekty punktowe, co powoduje utrudnienie jej ruchu. W obecnym podejściu skoncentrowano się na badaniu wpływu defektów punktowych na zjawisko magnetoplastyczności.

159

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

Rys. 2

Rys. 1

2500

Rys. 3 139

2000

4

141

1500

3

143

1000

145

2

500

147

1

0

150

0

0,5

1

Rys. 4

N=500; 1/r=0,5; αcr=157°

1

1,5

2

3

4

5

6

7

8

9

10

Rys. 1. Siła fn działająca na n-ty defekt punktowy ze strony dyslokacji, kąt rozwarcia αn i powierzchnia Sn zajmowana przez dyslokację przed zatrzymaniem. Rys. 2. Zależność siły progowej Fc od kąta krytycznego dla różnej liczby defektów punktowych. Rys. 3. Zależność kąta krytycznego od θc dla ustalonej liczby defektów Rys. 4. Histogram częstości występowania łuków o długości stanowiącej odpowiednio od 1% do 10% długości całkowitej linii dyslokacji, dla liczby defektów N=500, działającej siły F ~ 0.5i kąta krytycznego αcr=157°.

Na Rys. 1 przedstawiono sposób obliczania siły fn działającej na defekt punktowy ze strony dyslokacji, a Rys. 2-4 przedstawiają przykłady wyników przeprowadzonych symulacji komputerowych. Rys. 2 pokazuje otrzymaną zależność siły działającej na dyslokację, proporcjonalną do odwrotności promienia łuku wygięcia linii dyslokacji, od parametru θc3/2, gdzie θc =0.5(π-αc), a αc jest kątem krytycznym. Zależność ta jest w bardzo dobrej zgodności z wynikami uzyskanymi na drodze fizycznych eksperymentów. Rys. 3 przedstawia zależność konta krytycznego, przy którym zachodzi oderwanie się linii dyslokacji od defektu punktowego od działającej siły Fc przy ustalonej liczbie defektów. Rys. 4 to histogram prezentujący częstość występowania łuków o danej długości, przy czym długość łuku przedstawiona jest jako procentowa długość łuku w stosunku do długości całej linii dyslokacji

Literatura [1] [2] [3]

Alshits V.I., Darinskaya E.V., Perekalina T.M., Urusovskaya A.A., Dislocation motion in NaCl crystals under static magnetic field, Sov. Phys. Solid State, 29 (1987), 467- 471. Yu.I. Golovin. Magnetoplasticity of solids, Phys. Solid State, 46 (2004) 769-803. V.I. Alshits, R.K. Kotowski, Magnetoplastic efect in nonmagnetic materials: experimental studies and computer simulations, Proceedings of International Conference on Computational & Experimental Engineering and Sciences, ICCES08, 17-22 March 2008, Honolulu, Hawaii.

160

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

BADANIA SYMULACYJNE PRZEKŁADNI MAGNETYCZNEJ Marcin KOWOL, Janusz KOŁODZIEJ, Marian ŁUKANISZYN Politechnika Opolska, Wydział Elektrotechniki, Automatyki i Informatyki

Wstęp We współczesnym świecie przekładnie mechaniczne stanowią istotny moduł w różnego rodzaju napędach. Bezpośredni kontakt pomiędzy współpracującymi elementami przekładni mechanicznej wpływa niekorzystnie na sprawność przenoszonego momentu, jak również na zwiększenie wibracji oraz poziomu hałasu. Alternatywą dla tego rodzaju urządzeń mogą stać się przekładnie magnetyczne, które oferują wiele potencjalnych korzyści takich jak: fizyczna izolacja pomiędzy napędem a odbiornikiem, zmniejszenie poziomu hałasu i wibracji, naturalne zabezpieczenie przed przeciążeniem, wysoką sprawność oraz bezstykowe przenoszenie momentu obrotowego. Pomimo tak wielu zalet, zastosowanie typowych przekładni magnetycznych (rys. 1.) jest bardzo ograniczone. Głównym tego powodem jest stosunkowo mała gęstość przenoszenia momentu w porównaniu z przekładniami mechanicznymi, który nie przekracza 10kNm/m3, jak również związane z tym problemy konstrukcyjne [1, 4].

Rys. 1. Tradycyjna przekładnia magnetyczna

Rys. 2. Zmodyfikowana konstrukcja przekładni magnetycznej

W artykule przedstawiono zmodyfikowaną konstrukcję przekładni magnetycznej, która może być konkurencyjna w porównaniu z wybranymi konstrukcjami mechanicznymi. Budowę przekładni magnetycznej zilustrowano na rysunku 2. Urządzenie składa się z trzech podstawowych elementów tj. wirnika wewnętrznego i zewnętrznego, na których naklejone są magnesy trwałe, oraz z pierścienia pośredniczącego wykonanego z biegunów ferromagnetycznych. Taka konstrukcja, dzięki dodatkowo zastosowanym wysokoenergetycznym magnesom trwałych, umożliwia zwiększenie gęstości przenoszonego momentu magnetycznego, nawet do 150 kNm/m3 [1, 2, 3].

Zasada działania Przekładnia magnetyczna, zilustrowana na rysunku 2, może pracować w dwóch trybach pracy. W sytuacji, w której napędzany jest wirnik wewnętrzny a pierścień pośredniczący jest nieruchomy, wirnik zewnętrzny obraca się w przeciwnym kierunku do kierunku obrotu wirnika wewnętrznego. Natomiast w stanie pracy, w której to nieruchomy jest wirnik zewnętrzny, pierścień pośredniczący obraca się zgodnie z kierunkiem obrotu wirnika wewnętrznego. Przełożenie przekładni jest ściśle

161

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   określone liczbą par biegunów zarówno wirnika wewnętrznego i zewnętrznego oraz biegunów pierścienia pośredniczącego [4]. Podstawową zasadą działania przekładni magnetycznej jest modulacja pola magnetycznego, wytwarzanego przez magnesy trwałe, za pośrednictwem pierścienia ferromagnetycznego, w taki sposób, aby liczba par biegunów w przestrzeni harmonicznych rozkładu indukcji magnetycznej w szczelinie powietrznej odpowiadała liczbie par biegunów wirnika z magnesami trwałymi. Liczba par biegunów w przestrzeni harmonicznych rozkładu indukcji magnetycznej może być opisana zależnością [1]:

p m,n  mpr  np s

gdzie :

m  1,3,5,.., 

n  0,1;2,3,...,

(1)

natomiast prędkość obrotowa indukcji magnetycznej w przestrzeni harmonicznych:  m ,n 

np s mpr r  s mpr  np s mpr  np s

(2)

gdzie: pr – liczba par biegunów wirnika z magnesami trwałymi; ps – liczba nabiegunników pierścienia ferromagnetycznego; r, s – prędkość obrotowa wirnika z magnesami trwałymi oraz pierścienia pośredniczącego; Z równania (2), można zauważyć że widmo harmonicznych prędkości obrotowej, które powstaje w wyniku wprowadzenia pierścienia ferromagnetycznego (n0), różni się od prędkości obrotowej wirnika, którego pole magnetyczne jest modulowane. Dlatego aby była możliwość transmisji momentu magnetycznego przy różnych prędkościach obrotowych, liczba par biegunów drugiego wirnika musi być równa liczbie par biegunów w widmie harmonicznych dla którego n0. Ponieważ dla m=1 i n=-1 uzyskujemy największą wartość w przestrzeni harmonicznych, liczba par biegunów drugiego wirnika musi być równana różnicy liczby nabiegunników pierścienia pośredniczącego i liczby par biegunów wirnika modulującego. Na tej podstawie można wyznaczyć przełożenie przekładni magnetycznej (ir), która dla opisywanej konstrukcji w przypadku nieruchomego pierścienia ferromagnetycznego wyraża się zależnością: ir 

ps  pr pr

(3)

W sytuacji, w której nieruchomy jest jeden z wirników z magnesami trwałymi, przełożenie przekładni określa się zależnością: ir 

ps pr

(4)

Równania (3) i (4) pokazują, że dla danego przełożenia przekładni, istnieje stosunkowo duża liczba kombinacji liczby par biegunów wirnika wewnętrznego, zewnętrznego oraz liczby nabiegunników ferromagnetycznych w celu uzyskania danego przełożenia.

Badania symulacyjne Przedmiotem badań w niniejszej pracy jest nowa konstrukcja przekładni magnetycznej zilustrowanej na rysunku 2, o przełożeniu 4:1. Podstawowe parametry przekładni zestawiono w tabeli 1. Obliczenia numeryczne wykonano za pomocą dwu- i trójwymiarowej metody elementów skończonych (rys. 3.) [4].

162

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   a)

b)

Tab. 1. Podstawowe parametry przekładni magnetycznej Liczba par biegunów wirni2 ka wewnętrznego (pr wew) Liczba par biegunów wirni8 ka zewnętrznego (pr zew) Liczba biegunów pierścienia 10 pośredniczącego (ps) Promień zewnętrzny wirni25 mm ka wewnętrznego Promień wewnętrzny pier27 mm ścienia pośredniczącego Promień zewnętrzny pier37 mm ścienia pośredniczącego Promień wewnętrzny wirni39 mm ka zewnętrznego Promień zewnętrzny wirni52 mm ka zewnętrznego Grubość magnesu trwałego 5 mm

Rys. 3. Modele numeryczne 2D (a) i 3D (b) przekładni magnetycznej

W przekładni zastosowano magnesy neodymowe N35 oraz przyjęto stałą przenikalność magnetyczną stali. Punktem bazowym w modelu numerycznym przyjęto położenie kątowe w którym moment magnetyczny równy jest zeru. Na rysunku 4 przedstawiono kątową zmienność momentu magnetycznego w funkcji kąta obrotu wirnika wewnętrznego (wirnik zewnętrzny oraz pierścień pośredniczący jest nieruchomy). Natomiast na rysunku 5 zilustrowano zmianę momentu magnetycznego, przy nieruchomym pierścieniu pośredniczącym, podczas gdy wirnik zewnętrzny obraca się w kierunku przeciwnym do kierunku obrotu wirnika wewnętrznego zgodnie z zależnością:  zew  

p r _ wew p r _ zew

 wew

(9)

gdzie: wew, zew – kąt obrotu wirnika wewnętrznego oraz zewnętrznego. Jako punkt startowy przyjęto przesunięcie o 45 stopni mechanicznych wirnika wewnętrznego względem zewnętrznego. Na podstawie wykresu można zaobserwować, że stosunek wartości średniej momentu magnetycznego wirnika zewnętrznego do wewnętrznego, odpowiada przełożeniu przekładni.

Rys. 4. Kątowa zmienność momentu magnetycznego w funkcji kąta obrotu wirnika wewnętrznego

163

Rys. 5. Kątowa zmienność momentu magnetycznego z uwzględnieniem przesunięcia kątowego wirnika zewnętrznego

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Podsumowanie W artykule przedstawiono zmodyfikowaną konstrukcję przekładni magnetycznej, umożliwiającą znaczne zwiększenie transmisji momentu obrotowego. Opisano zasadę działania oraz wykonano obliczenia dla przykładowej przekładni o przełożeniu 4:1 dla której uzyskano gęstość przenoszonego momentu przekraczającą 36kNm/m3 dla modelu dwuwymiarowego oraz 32kNm/m3 dla modelu trójwymiarowego. Różnice w wartościach momentów magnetycznych przedstawianych na rysunkach 4 i 5 wynikają przede wszystkim z stosunkowo małej długości czynnej do średnicy przetwornika. Autorzy w dalszych pracach przedstawią optymalizację konstrukcji mającą na celu maksymalizację przenoszonego momentu. Literatura 1. 2. 3. 4.

Atallah K., Howe D.: A novel high-performance magnetic gear. IEEE Trans. Magn., vol. 37, no. 4, pp. 2844–2846, Jul. 2001. Niguchi, N. Hirata K.: Cogging Torque Analysis of Magnetic Gear. Industrial Electronics, IEEE Transactions on, vol. 59, pp. 2189-2197, 2012. Rens J., Clark R., Calverley S., Atallah K., Howe D.: Design, analysis and realization of a novel magnetic harmonic gear. in Proc. ICEM, pp. 1–4, 2008. Kowol M, Kołodziej J., Łukaniszyn M.: „Analiza pola magnetycznego w przekładni magnetycznej”, Zeszyty Problemowe – Maszyny Elektryczne Nr 100/3/2013, Komel, s.163-168.

164

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

   

RÓWNANIA MAXWELLA – 150 LAT CYWILIZACJI ELEKTROMAGNETYZMU Andrzej KRAWCZYK 1, 2, Piotr MURAWSKI 2 1 2

Politechnika Częstochowska

Wojskowy Instytut Medyczny

James Clerk Maxwell's work is the most profound and the most fruitful that physics has experienced since the time of Newton. Albert Einstein

W epoce przed opublikowaniem równań Maxwella istniały teorie dotyczące elektryczności i magnetyzmu, jako niezależne obszary fizycznego świata. W roku 1820 Oersted i Ampere związali pole elektryczne z magnetycznym, a w 1831 Faraday odkrył zależność między nimi, ale trzeba było geniuszu Maxwella, by oba te odkrycia ująć w jeden system równań. Dodatkowo jeszcze, Maxwell, wzbogacił model matematyczny prawa Ampere’a o prąd przesunięcia. Prąd ten, dodany dla usunięcia trudności w spełnieniu warunku ciągłości prądu, stał się jednym z kamieni milowych w rozwoju cywilizacyjnym świata. Rok 2015 został ogłoszony przez ONZ rokiem światła i jest szczególnym zbiegiem okoliczności, gdyż to właśnie Maxwell był pierwszym, który związał światło z elektromagnetyzmem. Wobec powyższego warto przypomnieć sobie zarówno wizerunek Maxwella, jak i jego wiekopomne równania (rys.1).

  B  0j  0 E  

E t

B t

 B  0  E 

Rys.1

a) James Clerck Maxwell

 0

b) równania Maxwella

Chcąc być wiernym prawdzie historycznej należy podać, że to 8 grudnia 1864 roku, w czwartek, Maxwell wygłasza w siedzibie the Royal Society w Londynie wykład „A Dynamical Theory of the Electromagnetic Field”, w trakcie którego ujmuje w ramy matematyczne swoją koncepcję eteru elektromagnetycznego i dochodzi do zaskakującego wniosku, że światło jest falą elektromagnetyczną. W poniedziałek, 8 grudnia 2014 roku, minęło więc dokładnie 150 lat od tego wydarzenia, które okazało się momentem narodzin teorii pola elektromagnetycznego i jego modelu matematycznego.

165

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015       Zrozumienie istoty pola elektromagnetycznego, uzyskanie aparatu matematycznego pozwalającego to pole wytwarzać, wykorzystywać i symulować, spowodowało przełom w rozwoju cywilizacji technicznej. Potrzeba było jednak wielu lat, aby równania te zostały przyswojone przez świat fizyków – było to zadanie niełatwe albowiem pierwotna forma tych równań, podana przez Maxwella w 1864 roku i opublikowana w 1865 nie była łatwa w odbiorze. Oryginalna teoria Maxwella została sformułowana w 20 równaniach, a do obecnej postaci doprowadził je Oliver Heaviside, fizyk brytyjski. Duża trudnością w przyjęciu równań Maxwella stanowiło wprowadzenia przez niego prądu przesunięcia. Wielu z kolegów Maxwella nie dopuszczało istnienia prądu w próżni. „Tubą” sceptyków był Sir William Thomson (lord Kelvin), ówczesny lider brytyjskich fizyków. Dopiero po jakimś czasie zrozumiano, że prąd przesunięcia jest modelem pewnego zjawiska fizycznego, które prowadzi do emitowania fali elektromagnetycznej. Niezbędny był też czas potrzebny na to, aby pole elektromagnetyczne znalazło zastosowanie w obszarze technicznym. Przełom nastąpił w 1886 roku, kiedy to Heinrich Hertz, niemiecki fizyk, doświadczalnie potwierdził istnienie fali elektromagnetycznej i możliwości bezprzewodowego przekazu informacji. Prace Hertza studiowali niezależnie od siebie Nikola Tesla i Guglielmo Marconi, i oni to zostali twórcami radia. Wkład teorii pola elektromagnetycznego do elektrotechniki i telekomunikacji jest nie do przecenienia. Nie bez podstaw byłoby też twierdzenie, że dziedziny te nie zaistniałyby i nie rozwinęłyby się bez tych czterech równań. Zbudowanie teorii pola elektromagnetycznego i skonstruowanie jego modelu matematycznego przed 150-cioma laty wpłynęło też istotnie na rozwój cywilizacyjny świata. Za pierwszy przełom można uznać wprowadzenie trakcji elektrycznej i rozwój komunikacji przestrzennej. Innym krokiem milowym w rozwoju cywilizacji było wprowadzenie bezprzewodowego przekazu medialnego. Możliwość jednoczesnego przekazu informacji miliardom ludzi na wszystkich kontynentach nie byłaby możliwa bez zastosowania pola elektromagnetycznego. Kolejnym, być może najważniejszym, przełomem cywilizacyjnym stało się wprowadzenie łączności bezprzewodowej, czego kulminacją jest zupełnie ekstremalny rozwój telefonii mobilnej. Zmiana sposobu komunikowania się ludzi między sobą wpłynęła w istotny sposób na ludzkie zachowanie, zmieniła sposób myślenia tak przełomowo jak równania Maxwella zmieniły elektrotechnikę.

Literatura 1. J.C Rautio, The Long Road to Maxwell’s Equations, Spectrum, 12/2014. 2. B. Mahon, The Man who Changes Everything, John Wiley & Sons, 2003.

166

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

WŁASNOŚCI ABSORPCYJNO-REFLEKSYJNE FERRYTU Ni-Zn W ZAKRESIE MIKROFALOWYM Roman KUBACKI, Rafał PRZESMYCKI, Marek KUCHTA Wojskowa Akademia Techniczna

Bezodbiciowe komory pomiarowe w celu minimalizacji odbić od ścian wyposażone są w absorbery ferrytowe jak również grafitowe, przy czym zgodnie ze specyfikacją techniczną absorbery ferrytowe mogą być skuteczne w zakresie częstotliwości poniżej 1 GHz. Metalowe podłogi komór bezodbiciowych dla zapewnienia likwidacji odbić od podłogi (własności wolnej przestrzeni) pokrywane są płytami ferrytowymi, nawet w zakresie mikrofalowym, tyle tylko, że w zakresie częstotliwości powyżej 1 GHz własności absorpcyjne jak również refleksyjne handlowo dostępnych płyt ferrytowych nie są znane. W pracy przedstawione zostały badania płyt ferrytu Ni-Zn w zakresie mikrofalowym, dla częstotliwości powyżej 1 GHz. Badania przeprowadzono w dwóch konfiguracjach: ‒ płyta ferrytowa w wolnej przestrzeni, ‒ płyta ferrytowa posadowiona na metalowym ekranie. Własności refleksyjne oraz absorpcyjne zależą od konstytutywnych parametrów ferrytu. W tym celu przeprowadzono badania przenikalności elektrycznej oraz magnetycznej we współosiowej linii pomiarowej z wykorzystaniem analizatora wektorowego. Wartości zespolonych przenikalności określono przy pomocy zaadaptowanej metody Reflection/Transmission Nicolson-Ross-Weir. Współczynnik odbicia dla warstwy ferrytu na warstwie metalowego ekranu można wyrazić następującą zależnością. = 20 log ( ) gdzie: =

√ tanh( √ tanh(

)−√ )+√

 oraz d – stała propagacji oraz grubość płyty ferrytu. W wyniku pomiarów i obliczeń określono skuteczność ekranowania płyt ferrytowych Ni-Zn w zakresie mikrofalowym.

167

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

168

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

DYNAMIC VECTOR PREISACH HYSTERESIS MODELING: MEASUREMENT, IDENTIFICATION AND APPLICATION Miklós KUCZMANN “Széchenyi István” University, Department of Automation Laboratory of Electromagnetic Field

Size reduction of electromechanical devices in the new electric cars and hybrid vehicles is a new trend in the vehicle industry. For example, the requirement of increasing the torque of these drives and the reduction of losses are contradictory conditions, this is why the design of these motors is a great challenge of electrical engineering. The more accurate simulation of losses issued inside the ferromagnetic parts of the motors is one of the main goals of basic research in the numerical field analysis of electromechanical devices. This paper presents a measurement system to obtain vector hysteresis characteristics measured on a simple sheet with rounded shape (RRSST – Round Shaped Rotational Single Sheet Tester, see Fig. 1.) [1]. In this study, the frequency dependency of vector hysteresis is analyzed.

Fig. 1. The arrangement of the RRSST system

Fig. 2. shows the concentric minor loops measured in the rolling and in the perpendicular transverse direction. Fig. 3. presents the loci of magnetic field intensity vector when the loci of the magnetic flux density is controlled to be circular. The aim is to realize a macroscopic frequency dependent model of vector hysteresis that can be applied in finite element (FEM) simulations efficiently. The scalar model has been realized, see e.g. [2,3]. The vector Preisach hysteresis model has been implemented and identified from measured data. A vector model based on the viscosity approach [2,3] has been realized that can be used in the numerical field analysis. The model has been inserted into finite element simulations via the fixed point iteration scheme; finally the generalized dynamic vector Preisach hysteresis model has been identified and applied in the numerical analysis. The realized model in the frame of the implemented FEM application can be used to calculate losses, and other quantities of electromechanical devices.

169

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015

 

Fig. 2. Measured hysteresis curves in the rolling and in the transverse direction

Fig. 3. Loci of magnetic field intensity

References [1] [2] [3]

M. Kuczmann, Measurement and Simulation of Vector Hysteresis Characteristics, IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 45, No. 11, pp. 5188-5191, 2009. S. E., Zirka, Y. I. Moroz, P. Marketos, A. J. Moses, Dynamic hysteresis modeling, Physica B, Vol. 343, pp. 90-95, 2004. M. Kuczmann, Dynamic Preisach model identification applying FEM and measured BH curve, COMPEL, Vol. 33, No. 6, pp. 2043-2052, 2014.

170

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

MONITORING PARAMETRÓW ELEKTRYCZNYCH UKŁADÓW STEROWANIA INSTALACJI OŚWIETLENIOWEJ Marek KURKOWSKI, Tomasz POPŁAWSKI, Dariusz KOCJAN, Sebastian ŚLEMP Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny

Oświetlenie potencjalnie może być jednym ze źródeł energochłonności w pawilonach handlowych lub magazynach niskiego i wysokiego składowania. Nie można także zapominać tu o innych obiektach użyteczności publicznej, biurach, halach produkcyjnych, które cechują się innymi parametrami oraz jakością oświetlenia ale również wymagają spełnienia tego warunku. Za odpowiednie oświetlenie obiektów wewnątrz odpowiada projektant oraz wykonawca, którzy stosować muszą się do zapisów normy PN-EN 12464-1:2012. Obecnie obserwuje się dwie grupy możliwości mające na celu zmniejszenie energochłonności urządzeń oświetleniowych: zmiana dotychczas stosowanego na oświetlenie w technologii LED lub połączenie oświetlenia LED-owego ze sterowaniem. W skład takiego sterowania wchodzą również oprawy oświetlenia zewnętrznego czy totemy reklamowe. Są to elementy, które nie wymagają oświetlenia ciągłego a odpowiednie sterowanie nimi pozwala na zmniejszanie kosztów. Po zamknięciu obiektu dla osób postronnych (klientów) system może automatycznie redukować strumień świetlny poprzez przekształtniki elektroniczne redukując moc w oprawie. Trwałość oprawy przy zachowaniu 70% strumienia świetlnego powinna wynosić nie mniej niż 10000 godzin. W pomieszczeniach użytkowanych przez personel (magazyny, toalety, szatnie, biura itp.) czujki ruchu optymalizują koszty załączając się na wcześniej ustalony czas. Do projektowania tego typu instalacji należy przyjmować mniejszy współczynnik jednoczesności działania urządzeń ze względu na zmniejszoną ingerencje czynnika ludzkiego w działanie odbiorników w instalacji elektrycznej obiektu. Obliczenia są potrzebne aby oszacować zabezpieczenie, przekrój przewodu zasilającego oraz dobrać moc dla obiektu. Dzięki takiemu rozwiązaniu można liniowo przedstawić zapotrzebowania na oświetlenie w godzinach pracy obiektu. Pozwala to optymalnie zamawiać moc od dystrybutora sieci elektroenergetycznej. System oświetlenia LED w połączniu ze sterowaniem, optymalizuje koszty i może być niezastąpiony dla obiektów cechujących się powtarzalnością w działaniu. Warunkiem ich realizacji jest analiza technicznoekonomiczna oraz projekt uwzględniający moce zainstalowanych opraw oraz czas ich działania. Zwrócić należy także uwagę na jakość opraw LED, system sterowania i czujniki ruchu aby zapewniały optymalne działanie nie zakłócające działanie obiektu. Zmiana parametrów oświetleniowych poprzez sterowanie powodowania zmniejszeniem mocy opraw powoduje niestety również pogorszenie jakości energii elektrycznej, zmniejszenie współczynnika mocy instalacji PF oraz zwiększenie mocy biernej pojemnościowej. Poniżej przedstawiono wyniki pomiarów parametrów instalacji elektrycznej.

171

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Rys.1. Zarejestrowane wartości parametrów instalacji elektrycznej (100% mocy oświetlenia)

Rys.2. Zarejestrowane wartości parametrów instalacji elektrycznej (~20% mocy oświetlenia)

Jak widać z zamieszczonych wyników (rys.1) zastosowane oświetlenie ze źródłami LED pobiera również energię bierną pojemnościową tg = -0,281. Zmniejszenie emitowanego strumienia świetlnego poprzez automatyczne sterowanie spowodowało zwiększenie wartości tg = -3,290. Odpowiednio zawartość harmonicznych wzrosła z 8,6% do 48,68%. Poprawna praca instalacji wymaga zastosowania automatycznej kompensacji mocy biernej wraz z ograniczeniem harmonicznych.

Literatura 1. 2. 3.

4. 5. 6. 7.

IEEE Std 1459-2010 Standard Definitions for the Measurement of Electric Power Quantities Under Sinusoidal, Nonsinusoidal, Balanced, or Unbalanced Conditions; IEEE, New York, 2010. PN-EN 61000-3-2 Kompatybilność elektromagnetyczna (EMC) - Część 3-2: Poziomy dopuszczalne - Poziomy dopuszczalne emisji harmonicznych prądu (fazowy prąd zasilający odbiornika < lub = 16 A) PN-EN 61000-3-12 Kompatybilność elektromagnetyczna (EMC) - Część 3-12: Dopuszczalne poziomy - Dopuszczalne poziomy harmonicznych prądów powodowanych działaniem odbiorników, które mają być przyłączone do publicznej sieci zasilającej niskiego napięcia z fazowym prądem zasilającym odbiornika większym niż 16 A i mniejszym lub równym 75 A Hołdyński G., Skibko Z.: Analiza zjawiska odkształceń prądów i napięć na przykładzie wybranego obiektu widowiskowego, ElektroInfo nr 129 11/2014, s. 28-33 Kurkowski M.: Zasilanie układów z diodami LED Oświetlenie LED 2/2104, s. 12 – 15 Kurkowski M.: Efektywność energetyczna układów zasilania źródeł i modułów LED Oświetlenie LED 4/2104, s. 12 – 16 Katalogi firmy Helvar „Systemy Sterowania Oświetleniem”

172

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

ANALIZA ZAWARTOŚCI HARMONICZNYCH W INSTALACJI ELEKTRYCZNEJ OBIEKTU BIUROWO TECHNOLOGICZNEGO Marek KURKOWSKI, Paweł CIEŚLAK, Jarosław MIROWSKI, Tomasz POPŁAWSKI, Andrzej JĄDERKO Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny

Wraz z rosnącym zastosowaniem nowych technologii w układach zasilania w sieciach elektroenergetycznych nasila się problem zachowania wymaganych przez normy parametrów określających jakość energii elektrycznej. Eksploatowanych jest coraz więcej odbiorników o charakterystykach nieliniowych – urządzenia elektryczne z układami energoelektronicznymi, takimi jak prostowniki zasilacze impulsowe czy przekształtnikowe układy napędowe. Stale rosnąca liczba odbiorników nieliniowych, powoduje narastające problemy z odkształceniem przebiegów prądów. Odkształcenia prądów są nie tylko większe niż dopuszczane przez aktualnie obowiązujące normy, lecz w skrajnych przypadkach są tak duże, iż są przyczyną różnego rodzaju awarii [5]. Określone w normach wymagania zestawiono z wynikami pomiarów wykonanych na obiekcie rzeczywistym – hali sportowej. Odkształcenia harmoniczne napięcia i prądu w sieciach elektroenergetycznych są traktowane w przepisach bardzo różnie. Norma [1] określa parametry napięcia zasilającego w publicznych sieciach rozdzielczych, określając między innymi dopuszczalne poziomy poszczególnych harmonicznych oraz całkowity współczynnik odkształcenia harmonicznymi w napięciu zasilającym THDU, uwzględniający wyższe harmoniczne do rzędu 40. Dla sieci o napięciu poniżej 110 kV powinien być nie większy niż 8% w tzw. punkcie przyłączenia odbiorcy. Norma podaje również procentowe zawartości harmonicznych dla składowych parzystych i nieparzystych. Zgodnie z dyrektywą EMC 2004/108/WE urządzenia elektryczne powinny być tak zbudowane, aby nie zakłócały pracy innych urządzeń oraz aby były odporne na zburzenia w stopniu umożliwiającym ich pracę zgodnie z przeznaczeniem. Ocena zawartości harmonicznych prądu powinna być dokonywana zgodnie z zapisami norm [2,3,4]. W normie PN-EN 61000–3-2 określono dopuszczalne poziomy emisji harmonicznych prądu dla fazowego prądu zasilającego odbiornik nie większego niż 16 A. Norma ta dotyczy odbiorników jednofazowych do użytku domowego lub biurowego i dzieli urządzenia na cztery klasy, dla których określone są limity zawartości poszczególnych harmonicznych. W normie PN - EN 61000–3-12 określono dopuszczalne poziomy emisji harmonicznych prądów powodowanych działaniem odbiorników, które mają być przyłączone do publicznej sieci zasilającej niskiego napięcia z fazowym prądem zasilającym odbiornika większym niż 16 A i mniejszym lub równym 75 A. Na rysunkach 1,2,3 przedstawiono zarejestrowane wartości parametrów elektrycznych instalacji budynku biurowo-technologicznego.

173

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Rys.1. Zarejestrowane w cyklu 8 dobowym (przykładowe) fluktuacje wartości prądu i tg w fazie L2 (IL2, tgL2)

Rys.2. Zarejestrowane w cyklu 8 dobowym (przykładowe) fluktuacje wartości współczynników zawartości harmonicznych THD (THDIL1, THDIL2, THDIL3, THDIN)

Na podstawie zrealizowanych pomiarów można stwierdzić, że w analizowanej instalacji wyznaczone wartości maksymalne prądów obciążenia przekraczają wartości – odpowiednio: IL1 - 260A, IL2 - 200A, IL3 - 160A, IN - 130A. Oznacza to dużą niesymetrię obciążenia. Współczynniki zawartości harmonicznych zarówno w przewodach fazowych, jak i neutralnym (rys. 2), miały bardzo dużą wartość: THDIL1 ok. 20%, THDIL2 ok. 40%, THDIL3 ok. 40%, THDIN ok. 180%. Z przedstawionych na rysunku 2 wykresów wartości współczynników zawartości wyższych harmonicznych prądów wynika, iż we wszystkich przypadkach są przekroczone dopuszczalne wartości.

Literatura 1. 2. 3. 4.

5.

PN-EN 50160 Parametry napięcia zasilającego w publicznych sieciach elektroenergetycznych IEEE Std 1459-2010 Standard Definitions for the Measurement of Electric Power Quantities Under Sinusoidal, Nonsinusoidal, Balanced, or Unbalanced Conditions; IEEE, New York, 2010. PN-EN 61000-3-2 Kompatybilność elektromagnetyczna (EMC) - Część 3-2: Poziomy dopuszczalne - Poziomy dopuszczalne emisji harmonicznych prądu (fazowy prąd zasilający odbiornika < lub = 16 A) PN-EN 61000-3-12 Kompatybilność elektromagnetyczna (EMC) - Część 3-12: Dopuszczalne poziomy - Dopuszczalne poziomy harmonicznych prądów powodowanych działaniem odbiorników, które mają być przyłączone do publicznej sieci zasilającej niskiego napięcia z fazowym prądem zasilającym odbiornika większym niż 16 A i mniejszym lub równym 75 A Hołdyński G., Skibko Z.: Analiza zjawiska odkształceń prądów i napięć na przykładzie wybranego obiektu widowiskowego, ElektroInfo nr 129 11/2014, s. 28-33

174

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

ANALIZA METODOLOGII WYZNACZANIA SKŁADOWYCH ENERGII ELEKTRYCZNEJ Marek KURKOWSKI 1, Jarosław MIROWSKI 1, Tomasz POPŁAWSKI 1, Marian PASKO 2, Tadeusz BIAŁOŃ 2 1

Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny 2

Politechnika Śląska, Wydział Elektryczny

Pomiary i rozliczenia realizowane dotychczas w elektroenergetyce opierają się o teorię mocy Budeanu. Rozliczanie energii biernej jest realizowane za pomocą liczników energii biernej zarówno indukcyjnych jak i statycznych. Liczniki energii biernej są wykonywane w klasach dokładności – indukcyjne 3 a statyczne 2 i 3. W porównaniu z licznikami energii czynnej są mniej dokładne o rząd wielkości. W normie PN-EN 62053-23:2006 Urządzenia do pomiarów energii elektrycznej (prądu przemiennego) -- Wymagania szczegółowe -- Część 23: Liczniki statyczne energii biernej (klas 2 i 3) zapisano: „z przyczyn praktycznych niniejsza norma jest oparta na konwencjonalnej definicji energii biernej sinusoidalnych prądów i napięć zawierających tylko częstotliwość podstawową”. W roku 2000 IEEE opublikował standard 1459 (znowelizowany w 2010 r.) [1], którego nazwa brzmi: „Definicje do pomiarów wielkości związanych z mocą elektryczną w warunkach sinusoidalnych, niesinusoidalnych, symetrycznych i niesymetrycznych”. Moc bierna wg definicji Budeanu znalazła się w grupie definicji niezalecanych, których nie należy stosować w nowych miernikach mocy i energii biernej. Wielkości elektryczne na podstawie których wyznaczana jest wartość energii biernej podzielono na związane z podstawową składową prądu i napięcia (pierwszą harmoniczną) oraz pozostałymi wyższymi harmonicznymi. W większości przypadków uznaje się bowiem, że użyteczna część energii jest przenoszona właśnie za pomocą składowych 50/60Hz, przy dużo mniejszym i często szkodliwym udziale wyższych harmonicznych. W standardzie pojawiła się również nowa wielkość – moc nieaktywna N, która reprezentuje wszystkie nieaktywne składniki mocy. Moc bierna jest tutaj jednym ze składników mocy nieaktywnej N. Znana pod oznaczeniem literowym Q moc bierna została ograniczona do składowej podstawowej i dotyczy to zarówno układów jednofazowych jak i trójfazowych. W miejsce mocy odkształcenia D zaproponowano inną wielkość, która w dużo lepszy sposób charakteryzuje całkowitą moc zniekształceń w systemie – moc pozorną odkształcenia SeN. Moc SeN pozwala na szybką ocenę, czy obciążenie pracuje w warunkach małego czy dużego odkształcenia harmonicznymi. W ostatnich latach zrealizowano wiele pomiarów parametrów elektrycznych (w tym składowych mocy wg. teorii Budeanu i wg. standardu IEEE 1459) urządzeń i nstalacji elektrycznych, zarówno w laboratorium jak i na obiektach rzeczywistych. Poniższe rysunki przedstawiają kilka wybranych przykładów.

175

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Rys. 1 Wyniki pomiarów parametrów elektrycznych instalacji obiektu sportowego

Wśród istniejących teorii mocy najbardziej adekwatna do rozliczania energii biernej jest właśnie określona w standardzie IEEE1459-2000. Podaje on definicje mocy i zalecane wyrażenia matematyczne dla stosowane podczas projektowania i konstruowania przyrządów pomiarowych. Jest punktem odniesienia dla dzisiejszych urządzeń pomiarowych. Definiuje pomiary parametrów mocy dla przebiegów sinusoidalnych i okresowych odkształconych. Jest to realizowane dzięki rozdzieleniu skutecznych wartości napięcia i prądu na składową podstawową i harmoniczne co umożliwia zdefiniowanie mocy czynnej, biernej, pozornej, mocy pozornej odkształcenia i mocy nieaktywnej oraz całkowitego współczynnika mocy [1].

Rys. 2 Wykresy wskazowe instalacji obiektu sportowego

W większości przypadków dla odbiorców „komunalnych” nadal dokonuje się rozliczeń na podstawie zarejestrowanej energii czynnej. Pomiar energii biernej (realizowany według standardu IEEE 1459) mógłby być źródłem wiedzy, którą spółka dystrybucyjna może wykorzystać do poprawy funkcjonowania sieci elektroenergetycznej. Na podstawie zrealizowanych pomiarów można stwierdzić, iż w sieci energetycznej generowane są duże straty wynikające z nieprawidłowych pomiarów składowych energii (w tym energii biernej). Oferowane na rynku liczniki muszą być zgodnie z zapisami dyrektywy MID odporne na zakłócenia elektromagnetyczne przewodzone i radiowe według norm kompatybilności elektromagnetycznej [2,3]. Dotychczas stosowane liczniki statyczne według obowiązujących norm zużycia energii biernej związanej z harmonicznymi nie muszą rejestrować [4].

176

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Literatura 1. 2. 3.

4.

IEEE Std 1459-2010 Standard Definitions for the Measurement of Electric Power Quantities Under Sinusoidal, Nonsinusoidal, Balanced, or Unbalanced Conditions; IEEE, New York, 2010. PN-EN 61000-3-2 Kompatybilność elektromagnetyczna (EMC) – Część 3-2: Poziomy dopuszczalne - Poziomy dopuszczalne emisji harmonicznych prądu (fazowy prąd zasilający odbiornika < lub = 16 A) PN-EN 61000-3-12 Kompatybilność elektromagnetyczna (EMC) – Część 3-12: Dopuszczalne poziomy – Dopuszczalne poziomy harmonicznych prądów powodowanych działaniem odbiorników, które mają być przyłączone do publicznej sieci zasilającej niskiego napięcia z fazowym prądem zasilającym odbiornika większym niż 16 A i mniejszym lub równym 75 A Kurkowski M., Popławski T., Mirowski J.: Energa bierna a przepisy Unii Europejskiej Rynek Energii nr 2 (111) 2014, s.18-25. Konferencja Prognozowanie w elektroenergetyce PE2013.

177

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

178

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

POLE ELEKTROMAGNETYCZNE APLIKATORÓW SZPULOWYCH – WERYFIKACJA MODELU Ewa ŁADA-TONDYRA 1, Andrzej KRAWCZYK

1,2

, Arkadiusz MIASKOWSKI

1 2 3

3

Politechnika Częstochowska

Wojskowy Instytut Medyczny

Uniwersytet Przyrodniczy w Lublinie

Pole elektromagnetyczne jest wykorzystywane zarówno w działaniach doraźnych, jak i w długotrwałej terapii czy rehabilitacji. W chorobach układu kostnego najszersze zastosowanie zyskała magnetoterapia [1]. Urządzenia do magnetoterapii składają się ze sterownika oraz aplikatorów. Najczęściej są nimi cewki, wiodące prąd elektryczny niskiej częstotliwości o zadanych przebiegach. Indukcja pola wytwarzanego przez cewki zależna jest od jej wymiarów, liczby zwojów oraz wartości prądu. Skuteczność terapii z wykorzystaniem pola elektromagnetycznego zależy przede wszystkim od wartości indukcji magnetycznej i jej rozkładu wewnątrz stosowanego aplikatora [2].

Analiza numeryczna rozkładu pola elektromagnetycznego wzbudzanego przez aplikatory Znajomość pola elektromagnetycznego aplikatorów jest potrzebna do zaplanowania magnetoterapii oraz do oceny jej skuteczności- składowa magnetyczna generuje prądy wirowe w ciele człowieka. Rozkład modułu indukcji magnetycznej dla przykładowego aplikatora (o promieniu 0,15 m) zarówno wewnątrz aplikatora, jak i w przestrzeni wokół i wektorowy rozkład natężenia pola magnetycznego (rys. 1) pozwalają na zaobserwowanie stosunkowo niewielkich zmian wartości indukcji wewnątrz aplikatora. Wartość maksymalną indukcji otrzymujemy przy krawędzi solenoidu w jego środkowej części (rys. 2).

Rys.1. Rozkład pola magnetycznego solenoidu 0,15m a) moduł indukcji, b) natężenie pola

179

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

Rys. 2. Rozkład indukcji magnetycznej a) wzdłuż promienia solenoidu 0,15 m b) wzdłuż osi z solenoidu 0,15 m - od środka do krawędzi solenoidu

Analizie zostały poddane aplikatory o promieniach 0,095 m 0,15 m oraz 0,245 m. Dysproporcja wartości przy krawędzi i wewnątrz solenoidu zwiększa się wraz ze wzrostem promienia solenoidu. Zdecydowanie większą jednorodność pola otrzymujemy dla aplikatorów o małej średnicy.

Weryfikacja modelu – badania pomiarowe rozkładu indukcji wokół urządzeń do terapii elektromagnetycznej W celu weryfikacji modelu numerycznego przeprowadzone zostały badania pomiarowe rozkładu indukcji wokół jednego z urządzeń do terapii elektromagnetycznej – aplikatora używanego w magnetoterapii. W badaniu wykorzystano zasilacz stosowany przy zabiegach magnetoterapii MAGNETRONIC MF-10 oraz aplikatory solenoidalne. Pomiary indukcji pola magnetycznego zostały wykonane dla aplikatorów o promieniach 0,095 m, 0,15 m oraz 0,245 m. W przypadku wszystkich aplikatorów zastosowano jednakowe parametry, takie jak kształt przebiegu (sinusoidalny), częstotliwość (50 Hz) oraz intensywność (maksymalna wg skali producenta). Podobnie jak w modelu numerycznym, dysproporcja wartości przy krawędzi i wewnątrz solenoidu zwiększa się wraz ze wzrostem promienia solenoidu. Zdecydowanie większą jednorodność pola otrzymujemy dla aplikatorów o małej średnicy. Rozkład indukcji pola magnetycznego wzdłuż promienia solenoidu

100 95

Pomiar Model

B/Bmax*100%

90 85 80 75 70 65 60 0

2,5

5

7,5

10

12,5

15

r[cm]

Rys. 3. Rozkład indukcji magnetycznej [mT] wzdłuż promienia aplikatora 0,15 m

W przypadku rzeczywistych obiektów niejednorodność rozkładu indukcji wewnątrz aplikatorów jest większa niż przypadku modelu (różnice między modelem a aplikatorem wynoszą, w zależności od średnicy solenoidu od 1 do 5%). Im większy promień aplikatora, tym większa dysproporcja między wartością maksymalną indukcji a wartością w środkowej części aplikatora, zarówno dla obiektów

180

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   rzeczywistych, jak i dla utworzonego modelu. Największy spadek indukcji wzdłuż promienia zmierzono dla solenoidu 0,245 m, aż 41%. Jednakże równocześnie dla największego aplikatora uzyskano najmniejszą procentową różnicę w rozkładzie indukcji dla wartości uzyskanych poprzez modelowanie (40%) w stosunku do pomiaru (41%). W przypadku wszystkich trzech aplikatorów kształt wykresu, obrazujący charakter rozkładu indukcji wewnątrz aplikatora uzyskany za pomocą modelu ma zbliżony przebieg do charakterystyk uzyskanych na podstawie pomiaru.

Literatura [1] [2]

Krawczyk A., Miaskowski A., Łada-Tondyra E., Ishihara Y.: Healing of orthopaedic diseases by means of electromagnetic field, Przegląd Elektrotechniczny, 86 (2010), 12,72- 74. Cieśla A., Syrek P.: Parameters and position of the applicator’s effect on magnetic field distribution during magnetotherapy, Przegląd Elektrotechniczny, 88 (2012), 12b, 124-127.

181

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

182

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

IDENTYFIKACJA WŁAŚCIWOŚCI DYNAMICZNYCH PIECA INDUKCYJNEGO W ASPEKCIE PROJEKTOWANIA UKŁADU STEROWANIA Stanisław LIS 1, Krzysztof NĘCKA 1, Marcin TOMASIK 1, Tomasz DRÓŻDŻ 1, Piotr NAWARA 1, Paulina WRONA 1, Maciej OZIEMBŁOWSKI 2 1

Uniwersytet Rolniczy w Krakowie, Wydział Inżynierii Produkcji i Energetyki 2

Uniwersytet Przyrodniczy we Wrocławiu, Wydział Nauk o Żywności

Wstęp Obecnie obserwuje się wzrost zainteresowania zagadnieniami dotyczącymi zastosowania w energetyce cieplnej biomasy lignocelulozowej. Tego typu paliwo produkowane jest przemysłowo z różnych rodzajów roślin energetycznych i najczęściej dostępne jest w postaci granulowanego pelletu lub brykietu [1]. Ze względu na warunki eksploatacji palenisk, kotłów stosowanych w energetyce cieplnej istotnym parametrem związanym z procesem spalania biomasy jest temperatura płynięcia popiołu. Przekroczenie tej temperatury skutkuje zalaniem rusztu płynnym popiołem (szlaką) – powoduje to wyłączenie kotła z eksploatacji. Występują różne temperatury płynięcia dla popiołów powstałych ze spalania pelletów lub materiałów palnych z domieszką pelletu. Dla dotrzymania prawidłowych warunków eksploatacji kotła istnieje konieczność indywidualnego określenia temperatury płynięcia popiołu dla poszczególnych partii biomasy przeznaczonej do spalania. Z tego powodu celowe stało się opracowanie urządzenia umożliwiającego prowadzenie badań dotyczących wymienionej cechy paliwa. W Laboratorium Technologii Produkcji i Oceny Jakości Biopaliw Wydziału Inżynierii Produkcji i Energetyki Uniwersytetu Rolniczego w Krakowie zastosowano urządzenie umożliwiające oznaczanie topliwości popiołu w wysokiej temperaturze metodą rurową zgodne z normą [N1]. Powstało ono w ramach współpracy z Wydziałem Elektryczny Politechniki Częstochowskiej. Urządzenie wykorzystuje zjawisko rezonansu elektrycznego i wysokoczęstotliwościowego grzania indukcyjnego. Wyposażone jest w kilkuzwojowy wzbudnik (wykonany z przewodzącej prąd elektryczny rurki chłodzonej wodą w obiegu zamkniętym), który kumuluje energię pola elektromagnetycznego w przewodzącej (wymiennej) rurze grafitowej. W czasie procesu nagrzewania grafit wydziela tlenek i dwutlenek węgla w odpowiednich proporcjach, gwarantując atmosferę neutralną we wnętrzu rury. Urządzenie zasilane jest energią elektryczną prądu przemiennego 230 (V) o średnim poborze mocy. Dla dostosowania jego parametrów pracy do wytycznych zawartych w dokumentach normatywnych konieczne jest wyposażenie urządzenia w poprawnie skonfigurowany system sterowania. Cykl projektowy takiego systemu wymaga zidentyfikowania obiektu sterowania pod względem jego właściwości dynamicznych. Przeprowadza się w tym celu eksperyment, pozwalający wyznaczyć charakterystykę skokową. Charakterystyka ta jest odpowiedzią obiektu na zmianę standardową wejściowej wielkości w postaci skoku. W oparciu o nią możliwe jest opracowanie modelu obiektu [6]. Analiza przeprowadzona z wykorzystaniem modelu może dostarczyć wielu istotnych informacji na temat projektowanego układu sterowania. Przez model rozumie się tu abstrakcyjny opis wybranych cech systemu, wyrażony przy użyciu narzędzi formalnych w postaci schematów blokowych lub formuł matematycznych [5]. Metodyka zakładająca cykl projektowy układu sterowania w oparciu o model z powodzeniem wykorzystywana jest w przemyśle lotniczym i motoryzacyjnym [2, 3, 4]. Celem pracy było określenie właściwości dynamicznych urządzenia do oznaczania topliwości popiołu w wysokiej temperaturze metodą rurową, w aspekcie zaprojektowania i skonfigurowania układu ste-

183

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015   rowania. Zakres pracy obejmował: opracowanie stanowiska pomiarowego, określenie właściwości dynamicznych obiektu sterowania poprzez wyznaczenie charakterystyki skokowej dla procesu, sformułowanie modelu symulacyjnego obiektu sterowania na bazie transmitancji operatorowej, weryfikację modelu poprzez symulacje komputerową w środowisku Matlab®-Simulink.

Określenie właściwości dynamicznych obiektu sterowania Schemat blokowy stanowiska badawczego do eksperymentalnej identyfikacji właściwości dynamicznych urządzenia oznaczającego topliwość popiołu w wysokiej temperaturze metodą rurową wraz z jego zdjęciem zilustrowano na rysunku 1. Komputer PC Matlab-Simulink

Karta I/O Element pomiarowy (czujnik temperatury)

Rys. 1. Schemat blokowy i widok ogólny stanowiska badawczego

Na rysunku przedstawiono układ pomiarowy wykorzystujący środowisko MATLAB – Simulink z kartą I/O oraz elementem pomiarowym w postaci czujnika temperatury. Aby wyznaczyć eksperymentalnie charakterystykę skokową analizowanego obiektu dokonano wymuszenia skokowego poprzez skokowy wzrost mocy P. Wartość wyjściową obiektu (temperaturę spalania T) rejestrowano przy pomocy czujnika termoelektrycznego, dla którego założono pomijalnie małą bezwładność cieplną. Przed wprowadzeniem wymuszenia, obiekt znajdował się w stanie ustalonym. Po wywołaniu skokowej zmiany wielkości wejściowej (∆P = 2,5 kW), rejestrowano wzrost temperatury T do jej ustabilizowania się (1400 ºC). Na rysunku 2 zilustrowano sygnał wymuszenia i uzyskaną charakterystykę skokową dla obiektu sterowania.

Rys. 2. Charakterystyka właściwości dynamicznych obiektu sterowania: 1 – wymuszenie skokowe, 2 – odpowiedź obiektu

Na podstawie uzyskanej charakterystyki skokowej wyznaczono transmitancję operatorową według zależności (1) (Tarnowski, 2008):

184

XXV Sympozjum PTZE, Wieliczka 2015  

G s  

 ym s  1  k ob e  Tos  x s  Ts  1

(1)

gdzie: kob Ts T0

– współczynnik wzmocnienia statycznego obiektu – stała czasowa – opóźnienie transportowe

Dla zweryfikowania poprawności obliczeń dotyczących transmitancji operatorowej, przebieg odpowiedzi modelu obiektu sterowania (transmitancja) porównano z przedstawioną na rysunku 2 charakterystyką skokową obiektu rzeczywistego. Schemat blokowy według, którego w programie MatlabSimulink przeprowadzono symulację, zilustrowano na rysunku 3. 0

WE

WY if { }

P1 [W] if (u1