UNIVERSIDAD DE MAGALLANES FACULTAD DE INGENIERIA DEPARTAMENTO DE ELECTRICIDAD

CONTROL DE CONVERSORES PUSH-PULL MEDIANTE DSC PARA SISTEMAS HÍBRIDOS DE GENERACIÓN

IVÁN ERIC ANDRADE AGÜERO -2007-

UNIVERSIDAD DE MAGALLANES FACULTAD DE INGENIERIA DEPARTAMENTO DE ELECTRICIDAD

CONTROL DE CONVERSORES PUSH-PULL MEDIANTE DSC PARA SISTEMAS HÍBRIDOS DE GENERACIÓN

Trabajo de Titulación presentado en conformidad a los requisitos para Civil

en

obtener

el

Electricidad

Título de: Ingeniero mención

Industrial. Profesor Guía: Dr. Roberto Cárdenas D.

IVÁN ERIC ANDRADE AGÜERO -2007-

Electrónica

i

AGRADECIMIENTOS.

En primer lugar, quiero agradecer a mis padres por su cariño y apoyo brindado, me gustaría agradecerle al profesor Dr. Roberto Cárdenas Dobson, por su paciencia, y disposición durante el desarrollo de la presente tesis. Me gustaría agradecer también a todos quienes de una manera indirecta contribuyeron con su apoyo en el laboratorio de Investigación del Dpto. de Electricidad, a mis amigos, José Proboste, Eduardo Reyes, Marcelo Pérez, Germán Tobar, José Ruiz, Enrique Escobar, Rodolfo Díaz y Fernando Vargas y a todos quienes me han brindado su ayuda y apoyo en estos años de estudio.

De Iván.

ii

RESUMEN

El trabajo de titulación presenta el diseño de conversores DC-DC Push-Pull para aplicaciones híbridas utilizando un DSC (controlador de señales digitales) y el sistema de partida-parada de una máquina diesel para aplicaciones híbridas de generación eléctrica. Los conversores Push-Pull son ampliamente utilizados en aplicaciones donde se requiera convertir niveles elevados de potencia ya que presenta un uso más eficiente del núcleo. El sistema presentado, está compuesto de dos conversores Push-Pull uno Unidireccional y otro Bi-direccional, el sistema Unidireccional se utiliza como interfaz entre una carga y un sistema de generación que pueden ser paneles fotovoltaicos o aerogeneradores. El conversor Bi-direccional se utiliza para entregar y absorber energía en caso de que la energía del conversor Unidireccional sea insuficiente o excesiva. El control de los dos conversores se realiza con una sola unidad de manera de controlar el flujo de potencia proporcionado por los conversores. Las técnicas de control serán implementadas en la unidad de control. La unidad de control está basada en un controlador de señales digitales dsPIC30F2020 de Microchip Corporation. Estrategias de control clásicas serán desarrolladas para los conversores DC-DC. El sistema de partida-parada automático de una máquina diesel tiene como objetivo la aplicación en sistemas aislados, para ello se implementará el control utilizando un microcontrolador PIC18F452 de Microchip Corporation.

ÍNDICE GENERAL

iii

ÍNDICE GENERAL

CAPÍTULO PRIMERO. INTRODUCCIÓN……………………….………….……….… 1 1.1 INTRODUCCIÓN GENERAL.……………………….…………………….… 2 1.2 SISTEMAS HÍBRIDOS DE GENERACIÓ N….…………………………….. 2 1.3 OBJETIVO DE LA TESIS.….………………………………………………... 5 1.4 ESTRUCTURA DE LA TESIS……………………………………….…….... 5 CAPÍTULO SEGUNDO. DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL.…………..... 6 2.1 INTRODUCCIÓN………………………………………………….………….. 8 2.2 CONVERSOR PUSH-PULL…………………….……….………………….. 8 2.3 FILTRO DE SALIDA.…………..…………………………………………… 15 2.4 DIMENSIONAMIENTO DE LOS COMPONENTES………….……….…. 16 2.5 ELECCIÓ N DEL NÚCLEO DEL TRANSFORMADOR.…….…………… 16 2.6 DISEÑO DEL CONVERSOR DC-DC UNIDIRECCIONAL.…………….. 17 2.7 CONVERSOR DC-DC BI-DIRECCIONAL.………..…………………....... 22 2.8 DISEÑO DEL CONVERSOR BI-DIRECCIONAL.……………………….. 25 CAPÍTULO TERCERO. SISTEMA EXPERIMENTAL…………..………………….. 30 3.1 INTRODUCCIÓN.…………………………………………………………… 31 3.2 CONTROLADOR DE SEÑALES DIGITALES dsPIC30F2020.……....... 32 3.3 CONTROLADOR Y DEPURADOR ICD2.………………………………... 35 3.4 CONVERSOR DC-DC UNIDIRECCIONAL.………..…………………….. 36 3.5 CONVERSOR DC-DC BI-DIRECCIONAL……………….………………. 37 3.6 TARJETA DE MEDICIÓN, CONTROL Y PWM.……………………….... 39 3.6.1. MEDICIÓN DE LA CORRIENTE EN ENLACE DC ……….…. 40 3.6.2. MEDICIÓ N DE LA TENSIÓN EN EL ENLACE DC…….....…. 41 3.6.3. MEDICIÓ N DE LA TENSIÓN EN LAS BATERÍAS……….….. 42 3.6.4. MEDICIÓN DE LA CORRIENTE EN LAS BATERÍAS………. 42

ÍNDICE GENERAL

3.6.5. DISPARO DEL TRANSISTOR MOSFET……………………… 43 CAPÍTULO CUARTO. DISEÑO DE CONTROLADORES……….………………… 45 4.1 INTRODUCCIÓN……………………………………………………………. 46 4.2 CONVERSOR P USH-PULL UNIDIRECCIONAL……………………...… 46 4.2.1 CONTROL DIGITAL LAZO DE CORRIENTE………………….. 48 4.2.2 CONTROL DIGITAL LAZO DE TENSIÓN………………..……. 53 4.3 CONVERSOR PUSH-PULL BI-DIRECCIONAL…………………….…… 56 4.3.1 CONTROL DIGITAL LAZO DE CORRIENTE MODO CARGADOR……………………………………………..………..……... 57 4.3.2 CONTROL DIGITAL LAZO DE CORRIENTE MODO DESCARGA……………………………………………………..…..…… 60 CAPÍTULO QUINTO. RESULTADOS EXPERIMENTALES………………….….... 62 5.1 INTRODUCCIÓN…………………………….………..……………………. 63 5.2 RESULTADOS EXPERIMENTALES.……………..……………………… 64 5.2.1 RESULTADOS PARA ESCALONES DE TENSIÓN VDC ..…… 64 5.2.2 IMPACTOS DE CARGA………………………………….....…… 66 5.2.3 RESULTADOS PARA ESCALONES DE CORRIENTE MODO CARGADOR...............................................................................…… 68 5.2.4 RESULTADOS PARA ESCALONES DE CORRIENTE MODO DESCARGA................................................................................…… 70 CAPÍTULO SEXTO. SISTEMA DE CONTROL GENERADOR DIESEL.…….…... 73 6.1 INTRODUCCIÓN.……………………………………..……………………. 74 6.2 DESCRIPCIÓN DEL SISTEMA…………………..…………………..…… 74 6.3 MICROCONTROLADOR PIC18F452………………………………….…. 75 6.4 TARJETA DE PROGRAMACIÓN DE MICROCONTROLADORES PIC.76 6.5 UNIDAD DE CONTROL Y MONITOREO SISTEMA PARTIDA-PARADA ………………………………..………………………………..…………….……. 77

iv

ÍNDICE GENERAL

6.5.1 DETALLES DEL SISTEMA DE PARTIDA-PARADA...……….. 78 6.6 TARJETA DE ENCENDIDO Y APAGADO DEL MOTOR………………. 82 6.7 TARJETA LCD...…….........................……………..……………………… 83 6.8 FUENTE DE ALIMENTACIÓN.……………………………………………. 85 CAPÍTULO SÉPTIMO. CONCLUSIONES…………………………….……………... 86 REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS………………………………………………….. 89 APÉNDICE A. CONCIDERACIONES PARA LOS SEMICONDUCTORES…...…. 90 APÉNDICE B. MODULO PWM DEL DSPIC 30F2020………………………...….... 95 APÉNDICE C. HOJAS DE DATOS COMPONENTES…………………………..... 101 APÉNDICE D. DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE LAS TARJETAS IMPLEMENTADAS……………………………………………........ 114 APÉNDICE E. CÓDIGOS DE PROGRAMAS Y LIBRERÍAS………..………....... 123

v

ÍNDICE GENERAL

vi

ÍNDICE DE FIGURAS Y TABLAS FIGURAS 1.1

SISTEMA HÍBRIDO DE GENERACIÓN EÓLICO-SOLAR-DIESEL ……... 3

1.2

DIAGRAMA DE BLOQUES DEL SISTEMA DE CONVERSORES PUSHPULL …………………………………………………………………….………. 4

2.1

CONVERSOR DC-DC PUSH-PULL.………………………………………… 9

2.2

ESTRATEGIA DE CONMUTACIÓN PARA EL CONVERSOR PUSH-PULL ……………………………………………………………………………….....… 9

2.3

PRIMERA ETAPA DE CONDUCCIÓN CONVERSOR PUSH-PULL ....... 10

2.4

SEGUNDA ETAPA DE CONDUCCIÓN CONVERSOR PUSH-PULL ...... 10

2.5

TERCERA ETAPA DE CONDUCCIÓN CONVERSOR PUSH-PULL ...... 11

2.6

CUARTA ETAPA DE CONDUCCIÓN CONVERSOR PUSH-PULL …..... 11

2.7

CONVERSOR PUSH-PULL UNIDIRECCIONAL …………………...…..… 12

2.8

FORMAS DE ONDA PARA EL CONVERSOR PUSH-PULL …………… 13

2.9

TRANSFORMADOR DE FERRITA CONVERSOR PUSH-PULL …….…. 21

2.10

CONVERSOR PUSH-PULL BI-DIRECCIONAL …………………………... 22

2.11

FORMAS DE ONDA CONVERSOR BI-DIRECCIONAL MODO CARGADOR …….…………………………………………………………….. 23

2.12

FORMAS DE ONDA CONVERSOR BI-DIRECCIONAL MODO DESCARGA …….…………………………………………………………………………….. 24

2.13

TRANSFORMADOR DE FERRITA DEL CONVERSOR PUSH-PULL BIDIRECCIONAL …………………………………………………………….…. 29

3.1

SISTEMA EXPERIMENTAL IMPLEMENTADO ……..…………………… 31

3.2

DIAGRAMA DE PINES PARA EL DSPIC30F2020 ………………………. 34

3.3

DIAGRAMA DE BLOQUES INTERNO DEL DSPIC 30F2020 ……….…. 34

3.4

PROGRAMADOR ICD2 DE LA MICROCHIP ………………………….... 35

ÍNDICE GENERAL

3.5

vii

DIAGRAMA DE BLOQUES DE LA TARJETA CONVERSOR PUSH-PULL UNIDIRECCIONAL ………………………….…………………………….. 36

3.6

TARJETA CONVERSOR PUSH-PULL UNIDIRECCIONAL ………..… 37

3.7

DIAGRAMA DE BLOQUES DE LA TARJETA CONVERSOR PUSH-PULL BI-DIRECCIONAL ………………………………………………………..... 38

3.8

TARJETA CONVERSOR PUSH-PULL BI-IDIRECCIONAL …………... 38

3.9

DIAGRAMA DE BLOQUES DE LA TARJETA DE MEDICIÓN, CONTROL Y PWM ………………………………………………………………………. 39

3.10

TARJETA DE MEDICIÓN, CONTROL Y PWM ……………………….... 40

3.11

FILTRO ANTIALIASING BUTTERWORTH DE 2º ORDEN …………… 41

3.12

CIRCUITO DE MEDICIÓ N DE TENSIÓN DE LAS BATERÍAS….…..... 42

3.13

CIRCUITO DE MEDICIÓN DE CORRIENTE……………………............ 43

3.14

CIRCUITO DE DISPARO DEL TRANSISTOR MOSFET ……………… 44

4.1

DIAGRAMA DE BLOQUES PARA EL CONTROL DEL CONVERSOR PUSH-PULL UNIDIRECCIONAL ……………………………..……......... 47

4.2

PLANTA ELÉCTRICA PARA CONTROL DE LA CORRIENTE ……… 48

4.3

DIAGRAMA DE BLOQUES LAZO DE CONTROL DE CORRINTE ….. 48

4.4

DIAGRAMA DE BLOQUES Y FUNCIONES DE TRANSFERENCIA … 50

4.5

LUGAR DE LA RAIZ LAZO DE CONTROL DE CORRIENTE ………… 51

4.6

ESQUEMA DE CONTROL CON ANTIWINDING-UP ………………….. 52

4.7

PLANTA ELÉCTRICA PARA EL CONTROL DE LA TENSIÓN ….…… 53

4.8

DIAGRAMA DE BLOQUES LAZO DE CONTROL DE TENSIÓN …….. 54

4.9

DIAGRAMA DE BLOQUES Y FUNCIONES DE TRANSFERENCIA … 54

4.10

LUGAR DE LA RAIZ LAZO DE CONTROL DE TENSIÓN …………..… 55

4.11

DIAGRAMA DE BLOQUES PARA EL CONTROL DEL CONVERSOR PUSH-PULL BI-DIRECCIONAL…………………………………………… 56

ÍNDICE GENERAL

4.12

PLANTA ELÉCTRICA PARA CONTROL DE LA CORRIENTE MODO CARGADOR…..………………………………………………………….… 57

4.13

DIAGRAMA DE BLOQUES CONTROL DE CORRIENTE MODO CARGADOR …………………………………………………………..…… 58

4.14

LUGAR DE LA RAIZ LAZO DE CONTROL DE CORRIENTE MODO CARGADOR ………………………………….……………………………. 59

4.15

DIAGRAMA DE BLOQUES CONTROL DE CORRIENTE MODO DESCARGA ………………………………………………………………. 60

4.16

LUGAR DE LA RAIZ LAZO DE CONTROL DE CORRIENTE MODO DESCARGA …………………………………….……………………...….. 61

5.1

RESULTADOS SISTEMA UNIDIRECCIONAL PARA UN ESCALÓN DE TENSIÓN DE 350V Y CARGA DE 250? EN EL ENLACE DC ………. 65

5.2

RESULTADOS SISTEMA UNIDIRECCIONAL PARA UN ESCALÓN DE TENSIÓN DE 350V Y CARGA DE 500? EN EL ENLACE DC ...……. 65

5.3

RESULTADOS SISTEMA UNIDIRECCIONAL PARA UN ESCALÓN DE TENSIÓN DE 350V Y CARGA DE 750? EN EL ENLACE DC ………. 66

5.4

RESULTADOS SISTEMA UNIDIRECCIONAL IMPACTO DE CARGA DE 500W ……………………………………………………….……………….. 67

5.5

RESULTADOS SISTEMA UNIDIRECCIONAL IMPACTO DE CARGA DE 250W ………………………………………………………….…………….. 67

5.6

RESULTADOS SISTEMA BI-DIRECCIONAL ESCALÓN DE CORRIENTE DE 1A A 4A EN EL MODO CARGADOR ……………………………….. 68

5.7

RESULTADOS SISTEMA BI-DIRECCIONAL ESCALÓN DE CORRIENTE DE 1A A 10A EN EL MODO CARGADOR …………….……………….. 69

5.8

RESULTADOS SISTEMA BI-DIRECCIONAL ESCALÓN DE CORRIENTE DE 2A A 7A EN EL MODO DESCARGA ……………………………….. 71

viii

ÍNDICE GENERAL

5.9

ix

RESULTADOS SISTEMA BI-DIRECCIONAL ESCALÓN DE CORRIENTE DE 2A A 10A EN EL MODO DESCARGA ………………………….…….. 72

6.1

SISTEMA DE CONTROL BANCO DE BATERÍAS Y GENERADOR ....… 75

6.2

TARJETA DE PROGRAMACIÓN DE MICROCONTROLADORES PIC .. 77

6.3

TARJETA DE CONTROL, MEDICIÓN Y S ISTEMA DE PARTIDA-PARADA DEL MOTOR ……………..……………………………………………..……. 78

6.4

DIAGRAMA DE FLUJO DEL ALGORITMO IMPLEMENTADO …………. 80

6.5

DIAGRAMA DE FLUJO DE LA RUTINA DE PARTIDA AUTOMÁTICA ... 81

6.6

TARJETA DE DISPARO DE LOS MOSFETS PARA EL ENCENDIDO Y APAGADO DEL MOTOR ………………………………...………………… 82

6.7

TIPOS DE DATOS DESPLEGADOS EN LA PANTALLA LCD …….…… 83

6.8

UBICACIÓN DE LA TARJETA LCD EN EL TABLERO DE CONTROL .. 84

6.9

CONVERSOR PUSH-PULL PARA ALIMENTAR LA TARJETA DE CONTROL ……………………………………………………………………. 85

ÍNDICE DE TABLAS TABLAS 2.1

CARACTERÍSTICAS DE LOS SEMICONDUCTORES PARA EL CONVERSOR UNIDIRECCIONAL.………………………..………….…… 19

2.2

DATOS DEL NÚCLEO RM-10 DE FERROXCUBE.………….…………… 20

2.3

DATOS DEL NÚCLEO EC-45528 DE MAGNETICS………….….……….. 27

2.4

CARACTERÍSTICAS DE LOS SEMICONDUCTORES PARA EL CONVERSOR BI-DIRECCIONAL………......................................……….. 29

CAPÍTULO PRIMERO INTRODUCCIÓN

CAPÍTULO PRIMERO: INTRODUCCIÓN

2

1.1 INTRODUCCIÓN GENERAL En la actualidad, ante la necesidad de contar con nuevas fuentes de energía, se ha efectuado una fuerte actividad de investigación en el área de los sistemas de conversión de energía para aprovechar las ventajas de los sistemas eólicos y solares, los cuales se consideran sistemas de energía no contaminantes. Sin embargo, los sistemas de energía eólica y solar poseen ciertos inconvenientes tales como el costo y dependencia de los factores climáticos. Esto ha llevado a que en la actualidad se utilicen sistemas que combinan diversas fuentes de energía (denominados sistemas híbridos de generación). Además es necesario en estos sistemas almacenar la energía (por ejemplo, en bancos de baterías) de modo que la operación del sistema no se vea interrumpida.

1.2 SISTEMAS HÍBRIDOS DE GENERACIÓN La utilización de los sistemas híbridos de generación como los eólico-diesel, solar-diesel o eólico-solar-diesel entre otros, están aumentando cada ve z más, debido a la disminución de los costos económicos de los paneles solares y aerogeneradores. El propósito de un sistema híbrido de generación es poder cumplir con un suministro continuo de energía eléctrica. La mayoría de las aplicaciones consideran una máquina diesel. Además los sistemas híbridos necesitan algún sistema de almacenamiento de energía, que generalmente están compuestos por bancos de baterías, los cuales tienen como misión disminuir el consumo de combustible durante las innecesarias partidas de la máquina diesel, además permiten la operación conti nua del sistema cuando la energía eólica o solar sea insuficiente. En la figura 1.1 se muestra un sistema híbrido eólico-solar-diesel.

CAPÍTULO PRIMERO: INTRODUCCIÓN

3

Figura 1.1 Sistema híbrido de generación eólico-solar-diesel.

En el presente trabajo de tesis se estudiará el diseño de conversores DC-DC para su aplicación en sistemas híbridos de generación, además se implementará una estrategia de control para estos últimos de forma que suministren energía a una carga, y además se diseñará un sistema de partida-parada automático de un generador diesel para un sistema híbrido de generación.

El sistema compuesto por conversores DC-DC alimenta una carga resistiva. El primer conversor es Unidireccional pudiendo ser alimentado desde un sistema eólico, solar, celdas combustibles o un banco de baterías, su misión es mantener la tensión constante en el enlace DC mientras que el segundo conversor propuesto actúa como

4

CAPÍTULO PRIMERO: INTRODUCCIÓN

sistema de apoyo en la entrega y absorción de energía , este conversor adicional se utiliza para mantener el balance de potencia en la carga.

En la figura 1.2 se muestra un esquema general de un sistema compuesto por un conversor Push-Pull Unidireccional y un conversor Push-Pull Bi-direccional.

Celda − Combustibl e o

Vcel

Conversor Push − Pull

Baterías Ciclo − profundo

VDC − Link I sec

RL

Unidirecci onal PWM 1 dsPIC

Baterías Ciclo − profundo

Vbat Ibat

PWM 2

PWM 3

Conversor Push − Pull Bi − Direcciona l

Figura 1.2 Diagrama de bloques del sistema de conversores Push-Pull.

El control del conversor Unidireccional se realizó utilizando una tarjeta la cual posee un controlador de señales digitales DSC dsPIC30F2020 de la Microchip Corporation, además el control del conversor Bi-direccional también fue implementado utiliza ndo el procesador dsPIC30F2020 de la Microchip.

Este trabajo de tesis fue dirigido por el Dr. Roberto Cárdenas Dobson, académico del departamento de Ingeniería Eléctrica de la Universidad de Magalla nes.

CAPÍTULO PRIMERO: INTRODUCCIÓN

5

1.3 OBJETIVOS DE LA TESIS Los objetivos considerados en esta tesis son los siguientes: •

Diseño e implementación del hardware utilizado para la construcción de conversores Push-Pull los cuales serán controlados mediante el uso de un Controlador de Señales Digitales DSC dsPIC30F2020.

•

Utilizar las técnicas de Control Digital para controlar los conversores tanto para el conversor Push-Pull Unidireccional como para el conversor Bi-direccional.

•

Interconectar el sistema Unidireccional con el sistema Bi-direccional, de manera de formar la configuración final del sistema.

•

Estudiar el desempeño de los sistemas de control implementados para diversas situaciones, tales como respuesta a una referencia tipo escalón, impactos de carga, respuesta en situación de carga y descarga en el conversor Bi-direccional.

•

Diseñar e implementar el hardware para el control del encendido y apagado automático de un generador diesel para aplicaciones en sistemas Wind-Diesel utilizando un microcontrolador PIC18F452.

•

Describir el software de control, implementado en lenguaje C para el microcontrolador PIC18F452 y para el dsPIC30F2020.

1.4 ESTRUCTURA DE LA TESIS La presente tesis cuenta con siete capítulos, que están organizados de la siguiente forma: El capítulo segundo se describe el diseño de los conversores DC-DC para la realización de esta tesis. El capítulo tercero se describe el hardware diseñado y utilizado para el sistema experimental de los conversores. El capítulo cuarto muestra el diseño de los controladores digitales utilizados para los conversores implementados.

CAPÍTULO PRIMERO: INTRODUCCIÓN

6

El capítulo quinto presenta los resultados experimentales del sistema implementado, ante diferentes situaciones tales como: respuestas a referencias tipo escalón e impactos de carga. En el capítulo sexto se describe el hardware utilizado y diseñado para el control automático de un generador diesel. El capítulo séptimo se entregan las conclusiones generales de este trabajo.

CAPÍTULO SEGUNDO DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

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2.1 INTRODUCCIÓN Debido a la baja tensión de alimentación disponible en los bancos de baterías, es necesario elevar esta tensión a un nivel adecuado, para ello es necesario utilizar un conversor estático. Entre las diversas topologías de conversores estáticos existen varios ejemplos de circuitos elevadores que pueden ser implementados para esta aplicación. Una primera opción a ser considerada sería un conversor Boost, pero la gran disparidad entre los valores de tensión involucrados hace impracticable la utilización de esta estructura [1]. Recomendado sería la utilización de una estructura con aislamiento galvánico que permita una mejor adaptación de los niveles de tensión. La topología escogida para los conversores DC-DC en este proyecto son los conversores Push-Pull [2]. La configuración Push-Pull aprovecha mejor el núcleo magnético del transformador porque no existe asimetría en el flujo magnético o sea componente continua en el flujo magnético, como el núcleo se excita simétricamente no es necesario tener entrehierro en el circuito magnético. Ello se traduce en una reducción del volumen del núcleo del orden del 50% para una misma potencia.

2.2 CONVERSOR PUSH-PULL Un conversor Push-Pull puede ser definido como un arreglo de dos conversores Forward funcionando de forma complementaria [1], como se trata de un conversor aislado valiéndose de un acoplamiento magnético, puede ser utilizado tanto como reductor ó como elevador de tensión. Sus interruptores operan de forma alternada durante un periodo no mayor al 50% del tiempo de conmutación [1] y separados por un tiempo muerto (Dead-Time) durante los cambios. El uso de este conversor se debe a que es uno de los más recomendados para aplicaciones de media potencia y es ampliamente utilizado en aplicaciones industriales,

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

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principalmente por su robustez y simplicidad [3], además de ser bastante utilizado para aplicaciones de baja tensión de entrada y altos valores de corriente [2]. La topología del conversor se muestra en la figura 2.1 en donde el rectificador con punto medio típico es reemplazado por un rectificador de onda completa, ese cambio es necesario para la utilización de un sólo filtro y para la conexión serie de los devanados secundarios, en la figura 2.2 se muestra la estrategia de modulación PWM utilizada.

Figura 2.1 Conversor DC-DC Push-Pull.

Figura 2.2 Estrategia de conmutación para el conversor Push-Pull

Conocida la estructura a utilizar se puede realizar un análisis de su funcionamiento en modo continuo. Para efectuar este análisis es necesario considerar que todos los elementos activos y pasivos del circuito son ideales y que el sistema se encuentra funcionando en régimen permanente [1].

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

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Primera Etapa En la primera etapa el transistor Q1 esta en conducción entre los tiempos t0 y t1, los diodos D1 y D4 conducen la corriente por el inductor L del filtro cargando al condensador C y entregando energía a la carga, mientras que los diodos D2 y D3 se encuentran inversamente polarizados. En la figura 2.3 se muestra al conversor durante esta primera etapa.

Figura 2.3 Primera etapa de conducción. Segunda Etapa Entre t1 y t2 se produce la descarga de la energía acumulada en la inductancia durante la etapa anterior, además el condensador ayuda a mantener la energía en la carga. Esta etapa se inicia con el bloqueo de Q1. Con la interrupción de la corriente en el primario y de una tensión de entrada al puente rectificador nula, se tiene que todos los diodos entran en conducción para mantener la circulación de corriente por la inductancia, en si la energía almacenada en el filtro es entregada a la carga.

Figura 2.4 Segunda etapa de conducción.

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

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Tercera Etapa Entre t2 y t3 el transistor Q2 conduce, en esta etapa ocurre una nueva transferencia de energía desde la entrada a la salida del conversor, los diodos D2 y D3 ahora entran en conducción mientras que los diodos D1 y D4 se bloquean, el condensador y la inductancia nuevamente se cargan.

Figura 2.5 Tercera etapa de conducción. Cuarta Etapa Se produce entre t3 y t4, esta etapa es idéntica a la segunda etapa. Nuevamente se tiene una tensión nula en los terminales del devanado secundario y corriente positiva en el inductor de salida, el puente rectificador de entrada mantiene la circulación de corriente por la carga, esta etapa finaliza cuando nuevamente comienza a conducir el interruptor Q1, entrando a la primera etapa.

Figura 2.6 Cuarta etapa de conducción.

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

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El análisis de operación del conversor Push-Pull convencional puede ser fácilmente extendido para una topología con múltiples entradas como la mostrada en la figura 2.7 que es la utilizada en este trabajo, ya que cada bloque del conversor funciona de forma idéntica y simultá nea.

Figura 2.7 Conversor Push-Pull Unidireccional.

Del análisis del funcionamiento del conversor Push-Pull convencional, en modo continuo se obtienen las formas de onda mostradas en la figura 2.8.

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

t0

t1

t2

t3

13

t4

Figura 2.8 Formas de onda para el conversor Push-Pull

Conociendo el funcionamiento del conversor Push-Pull y sus formas de onda se pueden obtener las ecuaciones que describen su comportamiento. De la figura 2.8 se obtiene el primer parámetro correspondiente al ciclo de trabajo del conversor. Este puede variar entre 0 y 0,5. Teniendo en cuenta que cada transistor no puede conducir más allá de la mitad del periodo de conmutación.

14

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

t on Ts

D=

(2.1)

Dada la expresión anterior y de las formas de onda se puede obtener la expresión de la tensión de salida del conversor, considerando las múltiples etapas de entrada con sus devanados de salida conectados en serie.

Vo = a ⋅ ne ⋅ 2 ⋅ D E

(2.2)

Donde

a : Relación de espiras de los transformadores de alta frecuencia. E : Tensión de alimentación contínua. n e : Número de etapas que forman el conversor. De la ecuación (2.2), se obtiene una expresión para la razón de transformación considerando la caída de tensión en los diodos.

a≤

Vo + 2 ⋅ D ⋅ Vd 2 ⋅ ne ⋅ D ⋅ E

(2.3)

Donde Vd : Caída de tensión directa en conducción de los diodos rectificadores.

E : Tensión de alimentación contínuo.

La corriente media en la carga esta dada por.

Io =

Po Vo

Con Po : Potencia de salida del conversor

(2.4)

15

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

2.3 FILTRO DE SALIDA Para obtener la tensión continua adecuada en el enlace DC es necesario eliminar las componentes de alta frecuencia producidas por el funcionamiento del conversor, para ello es necesaria la utilización de un adecuado filtro LC. Del análisis de la tensión en la inductancia se puede deducir una expresión para el valor mínimo de la inductancia dada por.

L=

ne ⋅ a ⋅ E 8 ⋅ f s ⋅ ∆I L

(2.5)

Con el valor mínimo de inductancia del filtro ahora es necesario obtener el valor de la capacidad mínima necesaria para realizar el filtrado de alta frecuencia manteniendo un ripple de tensión máximo tolerable en la salida del conversor. Para determinar esta capacidad es preciso considerar algunas suposiciones.

•

La corriente media en el condensador es nula y todas las componentes alternas de la corriente por la inductancia circulan a través del condensador [3].

•

La forma de onda de la corriente que circula por el transformador es considerada senoidal [3].

La ecuación que se obtiene para la expresión de la mínima capacidad es.

C≥

ne ⋅ a ⋅ E 32 ⋅ π ⋅ f s2 ⋅ L ⋅ ∆Vc

(2.6)

A demás el valor máximo de la resistencia interna del condensador para garantizar un determinado ripple máximo esta dada por.

RSE ≤

∆VC ∆I L

(2.7)

16

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

2.4 DIMENSIONAMIENTO DE LOS COMPONENTES Uno de los primeros pasos y uno de los más importantes para la realización de un conversor estático, es la etapa de dimensionamiento de los semiconductores y elementos magnéticos a ser utilizados en el montaje, para realizar esto es necesario conocer bien el funcionamiento del conversor a partir del análisis de sus estados de conducción, en el apéndice A, se resumen los esfuerzos de corriente y tensión a la que se ven sometidos los semiconductores.

2.5 ELECCIÓN DEL NÚCLEO DEL TRANSFORMADOR La potencia del núcleo del transformador esta determinada por su producto de área W a Ac [4], W a es el área de la ventana del núcleo, y Ac es la sección media transversal del circuito magnético. Para el diseño del transformador de ferrita se tiene que el producto está dado por:

Pdc ⋅ C ⋅ 10 8 Wa Ac = 4⋅e ⋅ B⋅ f ⋅ K

(2.8)

Donde •

C:

Capacidad de Corriente del tipo de núcleo en cm 2 / A

•

e:

Eficiencia del transformador

•

K:

factor de devanado

•

Pdc :

Potencia de salida

•

B:

Densidad de flujo magnético

•

f :

Frecuencia de switching

El número de espiras del primario esta dado por.

Np =

V p ⋅ 10 8 4 ⋅ B ⋅ f ⋅ Ae

Donde

(2.9)

17

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

•

Vp :

Tensión máxima inducida en el primario

•

Ae :

Sección transversal efectiva del núcleo en cm 2 .

Y para el devanado secundario. Ns = a⋅ Np

(2.10)

La sección del conductor del transformador se calcula basada en la corriente eficaz y la densidad de corriente para los devanados. Scu =

I rms J max

2.6 DISEÑO DEL CONVERSOR DC-DC UNIDIRECCIONAL El conversor Unidireccional esta formado por cinco transformadores (ver figura 2.7) que tienen sus devanados secundarios conectados en serie, los interruptores utilizados para este conversor son transistores MOSFET`s, el empleo de cinco transformadores se debe a la necesidad de distribuir la elevada corriente de entrada de aproximadamente 55A, además de reducir la potencia en cada uno de los elementos magnéticos y reducir también el volumen total de los núcleos de ferrita utilizados, como también la potencia en cada uno de los transistores empleados. Para el diseño del conversor se tienen las siguientes especificaciones. •

Potencia de salida:

Po = 500W

•

Tensión de entrada nominal:

E = 12V

•

Variación de la tensión de entrada:

10V ≤ E ≤ 15V

•

Tensión de salida controlado:

Vo = 350V

•

Variación de tensión a la salida:

∆VC = 1%

•

Variación de la corriente en la inductancia:

∆I L = 35%

•

Frecuencia de operación:

f s = 40kHz

•

Ciclo de trabajo nominal:

Dnom = 0,35

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CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

Lo primero en el diseño del conversor es conocer la relación de espiras necesaria en el transformador. Esta relación la obtenemos de:

a≤

Vo + 2 ⋅ D ⋅ Vd = 8,3 2 ⋅ ne ⋅ D ⋅ E

(2.11)

Los transformadores a utilizar tendrán una razón de espiras de 7,3.

La tensión máxima en los transistores y en los devanados del primario es: VQ max = VP max = 2 ⋅ E = 30V

(2.12)

La tensión inversa máxima en los diodos del puente rectificador es: VD max = n e ⋅ a ⋅ Emax = 547V

(2.13)

La corriente en la carga tiene un valor nominal de:

Io =

Po = 1,42 A Vo

(2.14)

El ripple máximo de la tensión en el enlace DC escogido será de: ∆VC = 0,01Vo = 3,5V

(2.15)

El máximo ripple de corriente y la corriente de peak en el inductor es: ∆I L = 0,35 I o = 0,5 A

I o max = I o +

∆I L = 1,67 A 2

(2.16) (2.17)

La corriente media y la corriente máxima que circulará por los diodos del puente rectificador es:

I Davg =

Io = 0,71A 2

I D max = I o max = 1,67 A

(2.18) (2.19)

19

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

La corriente máxima y eficaz que circula por los transistores y por los devanados del primario de los transformadores es: I Q max = a ⋅ I o max = 12,2 A

(2.20)

I Qrms = I PRIrms = a ⋅ I o ⋅ D max = 6,5 A

(2.21)

Teniendo en cuenta los parámetros nominales y máximos que pueden circular por los dispositivos semiconductores y los elementos magnéticos, en la tabla 2.1 se muestran las características de los dispositivos semiconductores elegidos. MOSFET IRFZ34N

CARACTERISTICAS

VDSS

55V

ID

29A

RDS(on)

0,04 Ω

DIODO STTA2512P

CARACTERISTICAS

VRRM

1200V

IF(AV)

25A

Tabla 2.1 Características de los semiconductores La inductancia mínima necesaria para el filtro de salida es:

Lmin =

ne ⋅ a ⋅ Emin = 2,18mH 8 ⋅ f s ⋅ ∆I L max

(2.22)

El valor mínimo para el condensador debe ser de:

C≥

ne ⋅ a ⋅ E = 1,1µF 32 ⋅ π ⋅ f s2 ⋅ L ⋅ ∆Vc

(2.23)

La máxima resistencia serie para el condensador debe ser de:

RSE ≤

∆VC = 3,5Ω ∆I L

(2.24)

20

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

Para el diseño del transformador se tienen los siguientes parámetros •

Bmax = 4000 gauss

Densidad de flujo máximo:

Para material magnético del tipo J [5], que es material del núcleo a utilizar. •

Factor de ocupación de área:

K = 0,3

•

Eficiencia del transformador:

e = 80%

•

Densidad de corriente del primario:

J p = 400 A / cm2

•

Densidad de corriente del secundario:

J s = 400 A / cm 2

•

Potencia de salida de cada transformador:

Po = 100W

•

Frecuencia de switching:

f = 40kHz

Frecuencia de operación recomendada para los núcleos de ferrita [4]. •

Para núcleos E-U-I y onda cuadrada

C = 5,07 x10 −3 cm 2 / A

Para la elección del núcleo tenemos que:

Po ⋅ C ⋅ 10 8 Wa Ac = = 0,33cm 4 4⋅e ⋅ B⋅ f ⋅ K

(2.25)

El núcleo elegido es un RM10 de FERROXCUBE, con los siguientes parámetros. Para más detalles ver Apéndice C. Ve

Volumen efectivo

4310

mm 3

le

Largo efectivo

44,6

mm

Ae

Área efectiva

96,6

mm 2

Amin

Área mínima

89,1

mm 2

0,44

cm 4

W a Ac

Tabla 2.2 Datos del núcleo RM-10 de FERROXCUBE El número de espiras para el primario es de: Np =

VP ⋅ 10 8 =3 4 ⋅ B ⋅ f ⋅ Ae

(2.26)

21

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

Para el secundario se tiene que el número de espiras será de: N s = a ⋅ N p = 22

(2.27)

La sección del conductor para el primario y el secundario es:

S Pcu =

I rms = 1,57 mm2 J max

(2.28)

S Scu =

I rms = 0,35mm 2 J max

(2.29)

El conductor a utilizar será de una sección de 0,3848 mm 2 para el secundario, y el primario esta formado por cuatro conductores de la misma sección del secundario. En la figura 2.9 se muestra el diseño final del transformador.

Figura 2.9 Transformador de ferrita para el conversor Push-Pull.

22

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

2.7 CONVERSOR DC-DC BI-DIRECCIONAL

Idc

IL VL

Vdc

Vbat

Figura 2.10 Conversor Push-Pull Bi-direccional.

Si el conversor Unidireccional no es capaz de cubrir la demanda de energía de la carga durante algún periodo ó existiese un exceso de energía en el conversor Unidireccional, dada su fuente de alimentación que puede ser de un sistema eólico, fotovoltaico ó celdas combustibles, es necesario utilizar una fuente de energía secundaria capaz de suministrar ó absorber la diferencia de energía entre el conversor Unidireccional y la carga. Por lo tanto, un convertidor Bi-direccional DC-DC se emplea para descargar ó para cargar las baterías de un banco de respaldo.

En algunas configuraciones se conectan baterías de alta tensión directamente con el enlace DC sin ningún conversor intermedio, pero las baterías de alta tensión son relativamente costosas y puede tener problemas de desequilibrio de las celdas. La topología del conversor a emplear utiliza entre la batería y el enlace DC un conversor Bi-direccional de alta frecuencia DC-DC como se muestra en la figura 2.10. El convertidor en el lado de la batería se utiliza para descargar la batería mientras que el convertidor tipo puente en el lado del enlace DC se utiliza para cargar la batería.

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

23

En el conversor de descarga se emplean dispositivos MOSFETs para la conmutación debido a su baja tensión y operación a grandes intensidades además el conversor tipo puente también emplea MOSFETs de alta tensión y de poca intensidad. Considerando mínimas las pérdidas en el transformador de ferrita se tienen, las siguientes formas de onda mostradas en las figura 2.11 y figura 2.12 para los modos de carga y descarga. S3S ,6 0

DTs T s 2

S4, S5

Ts

0

(a)

(b)

Vpri +VDC

(c)

0 −VDC

Vsec V + DC n2

Ts 2

0 −

VDC n2

+

VDC n2

DTs

Ts

E

0

(e)

VL VDC −Vbat A1 n2

0

(d )

DTs

Ts 2

Ts

(f )

A2 −Vbat

IL ILmin0

(g)

ILmax

Figura 2.11 Formas de onda de tensión y corriente para el modo carga (a) y (b) pulsos de disparo de los Mosfet’s, (c) tensión del primario, (d) tensión del secundario, (e) tensión a la salida del puente rectificador, (f) tensón en el inductor, (g) corriente por el induc tor.

24

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

S1

DTs

Ts

(a )

S2

(b)

Ts 2

Vpri

(c)

VDC n2

Vsec

VDC

(d )

VL

Vbat

(e) Vbat −

VDC n2

(f)

IL

Figura 2.12 Formas de onda de tensión y corriente para el modo descarga. (a) y (b) pulsos de disparo de los Mosfet’s, (c) tensión del primario, (d) tensión del secundario, (e) tensión en el inductor, (g) corriente por el inductor.

Durante el modo de carga se tiene que de la figura 2.11 (f)

 V  1 Vbat − dc  ⋅ DTs = −Vbat ⋅  − D Ts n2  2   De donde tenemos:

Vbat 2 ⋅ D = VDC n2

(2.30)

Con, 0 < D < 0.5 Durante el modo de descarga de la figura 2.12 (e) se tiene:

Vbat (

 Ts V  − DTs ) = −Vbat − DC  DT s 2 n2  

Donde

VDC n = 2 Vbat 2 ⋅ D

con ( 0 < D < 0.5)

(2.31)

25

CAPÍTULO SEGUNDO: DISEÑO DE CONVERSORES PUSH-PULL

2.8 DISEÑO DEL CONVERSOR BI-DIRECCIONAL Para el diseño del conversor Bi-direccional, los parámetros considerados son los siguientes.

•

Frecuencia de switching

f s = 40kHz

Esta frecuencia queda determinada de acuerdo al núcleo de ferrita utilizado ya que la densidad de flujo B esta en función de la frecuencia de operación del transformador. Para núcleos del tipo Magnetics la densidad de flujo entre frecuencias de 30kHz a 40kHz esta entre 2200 y 1750 gauss [3]. •

Tensión nominal del banco de baterías:

Vbat = 24V

•

Variación del tensión de la entrada:

19V ≤ E ≤ 30V

•

Tensión del enlace DC:

Vdc = 350V

•

Ripple del tensión de salida:

∆VC = 5%

•

Potencia de salida:

Po = 550W

La razón de transformación máxima para el transformador de ferrita se obtiene cuando, se presenta la condición de V DCmin y VBATmax , o sea.

n2
28V

Arranque OFF

Si Válvula OFF

No

Intentos20min

Arranque OFF Válvula OFF Indicación Falla

Si Válvula OFF

Volver

Figura 6.5 Diagrama de flujo de la rutina de partida automática

CAPÍTULO SEXTO: SISTEMA DE CONTROL GENERADOR DIESEL

82

6.6 TARJETA DE ENCENDIDO Y APAGADO DEL MOTOR Esta tarjeta se ubica en el motor Bosh, controla la activación del la válvula de paso de combustible y del motor de arranque. Para ello utiliza transistores MOSFETs IRFZ40 los cuales son activados por medio de un optoacoplador HCPL3120, el que actúa como interfaz entre la unidad de control, la cual como ya se mencionó genera la señal de disparo, señal proveniente del PIC18F452. Para asegurar la activación y desactivación se hace necesario emplear tensiones del orden de +15V y -15V, el HCPL 3120 realiza una unión de tipo óptica, lo cual hace que se encuentre aislado eléctricamente la unidad de control con respecto al circuito de disparo. Además en la tarjeta se encuentra el transformador que realiza la medición de la tensión producida en el generador. En la figura 6.6 se muestra la tarjeta implementada y el esquemático se encuentra disponible en el Apéndice D.

Figura 6.6 Tarjeta de disparo de los MOSFETs para el encendido y apagado del motor

CAPÍTULO SEXTO: SISTEMA DE CONTROL GENERADOR DIESEL

83

6.7 TARJETA LCD Esta tarjeta permite realizar una interfaz visual con el usuario. Para ello cuenta con un módulo LCD de 4 x 20 (cuatro filas de veinte caracteres cada una), las cuales se utiliza n principalmente para desplegar los valores de las variables medidas en el sistema, como tensión y corriente en las baterías, tensión y frecuencia en el generador, energía (kW-H), tiempo total de funcionamiento, temperatura de las baterías, temperatura exterior y otros parámetros como modo manual o automático, diesel encendido o apagado, baterías cargadas o descargadas y fallas en la partida, en la figura 6.7 se aprecian los parámetros desplegados en el LCD.

Figura 6.7 Tipos de datos desplegados en la pantalla LCD

CAPÍTULO SEXTO: SISTEMA DE CONTROL GENERADOR DIESEL

84

Figura 6.8 Ubicación de la tarjeta LCD en el tablero de control.

Además del módulo LCD, la tarjeta cuenta con tres LED’s que indican el estado del motor, y se disponen de seis switch los cuales permite realizar un cambio de los datos mostrados en pantalla. Para el funcionamiento de la tarjeta LCD esta se conecta a la tarjeta de control y medición por medio de un bus conformado por un cable plano de 16 líneas, el cual se divide en: 4 líneas de datos y 3 líneas de control para el LCD y KBD (teclado de 6 pulsadores), 3 líneas para los LED’s, 4 líneas para el switch y pulsadores, 1 línea de alimentación +5V y 1 líneas de tierra (GND). El control del despliegue de datos la realiza el PIC18F452 por medio de una rutina de control del LCD y una rutina de despliegue de datos en pantalla, estas rutinas están realizadas en C y se encuentran en el Apéndice E, el esquemático de la tarjeta se encuentra en el Apéndice D.

CAPÍTULO SEXTO: SISTEMA DE CONTROL GENERADOR DIESEL

85

6.8 FUENTE DE ALIMENTACIÓN Esta tarjeta tiene como misión convertir los 24V de entrada disponibles del banco de baterías a tensiones de +/- 15V y 2A de capacidad para alimentar la tarjeta de control

Figura 6.9 Conversor Push-Pull para alimentar la tarjeta de control

CAPÍTULO SÉPTIMO CONCLUSIONES

CAPÍTULO SÉPTIMO: CONCLUSIONES

7.1

87

CONCLUSIONES En el presente trabajo de tesis se han implementado dos conversores DC/DC del

tipo Push-Pull con frecuencia de switching de 40kHz. Los conversores cuentan con una unidad de control, basada en un controlador de señales digitales dsPIC30F2020. En este controlador de señales se han implementado los algoritmos para controlar la tensión y corriente en el enlace DC del conversor Push-Pull Unidireccional, y los algoritmos de control de la corriente de carga y descarga del banco de baterías del conversor Push-Pull Bi-direccional. La utilización de conversores DC-DC del tipo PushPull en alta frecuencia empleando transformadores de ferrita, reduce el volumen de los elementos magnéticos utilizados y mantiene al sistema de generación de energía y la carga aislados. La energía proporcionada al conversor Pus h-Pull Unidireccional puede ser de paneles solares, generador eólico o celdas combustibles. El conversor DC/DC Unidireccional se utiliza como interfase entre el sistema de generación eléctrica y la carga. El conversor DC/DC Push-Pull Bi-direccional se utiliza para cargar o descargar un banco de baterías con el fin de absorber o entregar en caso de que la energía que entrega el conversor Unidireccional sea excesiva o insuficiente. La unidad de control del conversor Bi-direccional controla la corriente hacia y desde el banco de baterías. Los resultados experimentales se obtuvieron para diferentes condiciones, tales como: escalones de tensión en el enlace DC del conversor Unidireccional, escalones de corriente de carga y descarga en el banco de baterías del conversor Bidireccional, e impactos de carga. En todas ellas, los resultados obtenidos muestran que los controladores implementados respondieron adecuadamente .

El sistema de control partida-parada de una máquina diesel de generación eléctrica se utiliza como unidad de control en sistemas eléctricos aislados. La unidad de control se basa en el microcontrolador PIC18F452, en el cual se tienen los algoritmos de control de la partida-parada y monitoreo del banco de baterías, además se encarga

CAPÍTULO SÉPTIMO: CONCLUSIONES

88

de desplegar toda la información en un LCD. Cuando se produce la descarga de las baterías más allá de un valor mínimo de tensión se da la orden de encendido de la máquina llegando a realizar 5 intentos de partida. Una vez producida la carga de las baterías la unidad de control detiene al motor. Si bien es cierto, que este trabajo se centró en el diseño y control de conversores DC-DC Push-Pull para sistemas de carga aislada, también se verificó la utilización de una unidad de control para una máquina diesel de generación eléctrica que se encuentra aislada de la red eléctrica, con el fin de ser utilizado en sistemas híbridos.

APÉNDICE A CONSIDERACIONES PARA LOS SEMICONDUCTORES

91

APENDICE A: CONS IDERACIONES PARA LOS SEMICONDUCTORES

Uno de los aspectos más importantes para la realización de conversores es el adecuado dimensionamiento de los componentes electrónicos, para realizar este dimensionamiento es necesario conocer el funcionamiento del conversor. A partir de las formas de onda mostradas en la Fig.3.3 se pueden determinar los principales límites de tensión y corriente a la que se pueden ser sometidos los semiconductores a emplear en el conversor Push-Pull.

LIMITES DE TENSION SOBRE SEMICONDUCTORES La tensión máxima aplicada sobre cada uno de los transistores está dada por. VQ max = 2 ⋅ E

(A-1)

En los diodos rectificadores se tiene una tensión inversa máxima de. VD max = ne ⋅ a ⋅ E

(A-2)

LIMITES DE CORRIENTE ATRAVES DE LOS DIODOS RECTIFICADORES La corriente máxima que circula a través de la inductancia de salida es.

I o max = I o +

∆I L 2

(A-3)

Por cada diodo del puente rectificador circula una corriente media de.

I Davg =

Io 2

(A-4)

Y la corriente máxima a circular a través de los diodos es la corriente máxima de la inductancia del filtro. I D max = I o max

(A-5)

LIMITES DE CORRIENTE ATRAVES DE LOS TRANSISTORES La corriente máxima que circula por los transistores es. I Q max = a ⋅ I o max

(A-6)

92

APENDICE A: CONS IDERACIONES PARA LOS SEMICONDUCTORES

De la definición de valor eficaz se tiene que la máxima corriente eficaz a través de cada transistor puede obtenerse de.

1 = Ts

ton

∫ (a ⋅ I ) dt 2

o

(A-7)

I Qrms = a ⋅ I o ⋅ Dmax

(A-8)

I Qrms

0

Donde

Dmax : Ciclo de trabajo máximo permitido en el conversor

PERDIDAS EN LOS SEMICONDUCTORES Las pérdidas debido a la resistencia de conducción en transistores MOSFET, está dada por. 2 PQon = RDS ⋅ I Qrms

(A-9)

Con RDS : Resistencia de conducción del MOSFET

Las pérdidas por conmutación se producen durante los cambios desde los estados de encendido y apagado, en donde se tiene la presencia simultá nea de tensión y corriente en los mosfet.

fs (t r + t f )E ⋅ I Q max 2

PQcon =

(A-10)

Donde

t r : Tiempo de entrada en conducción. t f : Tiempo de bloqueo.

Las pérdidas totales en los mosfets son. PQ = PQon + PQcon

(A-11)

93

APENDICE A: CONS IDERACIONES PARA LOS SEMICONDUCTORES

En los diodos las pérdidas por conducción ocurren debido a la presencia de una tensión de polarización, ya que los diodos necesitan un nivel mínimo de tensión para entrar en conducción. Esta pérdida se define por. PDcond = VD ⋅ I Davg

(A-12)

Las pérdidas por conmutación en los diodos ocurren principalmente durante el estado de bloqueo, esto se debe al efecto de la corriente de recuperación inversa.

PDcon =

fs ⋅ VDinv ⋅ I rr ⋅ t rr 2

I rr :

Corriente de recuperación inversa máxima del diodo.

trr :

Tiempo de recuperación del diodo.

(A-13)

VDinv : Tensión inversa sobre el diodo Las pérdidas totales en el diodo al igual que en el mosfet están dadas por la suma de las pérdidas en conducción y por las pérdidas de conmutación, luego. PD = PDcond + PDcon

(A-14)

CORRIENTE POR LOS TRANSFORMADORES La corriente que circula por el devanado primario del transformador en la configuración Push-Pull es la misma que circula a través de los transistores o sea el valor eficaz. I PRIrms = a ⋅ I o ⋅ Dmax

(A-15)

La corriente en los devanados secundarios conectados en serie corresponde a la corriente transferida por inducción de cada uno de los devanados primarios que están en fase. El valor eficaz se puede determinar de:

I SECrms =

2 Ts

ton

∫ (I ) dt 2

o

0

(A-16)

94

APENDICE A: CONS IDERACIONES PARA LOS SEMICONDUCTORES

Resolviendo la integral se obtiene la expresión del valor eficaz de la corriente que circula por los devanados secundarios de los transformadores. I SECrms = I o 2 ⋅ Dmax

(A-17)

CORRIENTE POR EL CONDENSADOR DEL FILTRO Para determinar la corriente que circula por el condensador del filtro de salida, se consideran las siguientes suposiciones, la corriente media es nula y que la corriente por el condensador es senoidal. Aplicando la definición de valor eficaz.

1 π  ∆I L  = senθ  dt  ∫ π 0 2  2

I Crms

(A-18)

Resolviendo se tiene. I Crms =

∆I L 2 2

(A-19)

La circulación de esta corriente provoca una disipación de calor en su resistencia interna, esta potencia se expresa por. 2 Pc = RSE ⋅ I Crms

(A-20)

APÉNDICE B MODULO PWM DSPIC30F2020

APENDICE B: MODULO PWM DSPIC30F2020

96

APENDICE B: MODULO PWM DSPIC30F2020

97

APENDICE B: MODULO PWM DSPIC30F2020

98

APENDICE B: MODULO PWM DSPIC30F2020

99

APENDICE B: MODULO PWM DSPIC30F2020

100

APÉNDICE C HOJAS DE DATOS COMPONENTES

APENDICE C: HOJAS DE DATOS COMPONENTES

102

APENDICE C: HOJAS DE DATOS COMPONENTES

103

APENDICE C: HOJAS DE DATOS COMPONENTES

104

105

APENDICE C: HOJAS DE DATOS COMPONENTES

Sensor de Corriente LEM LA55-P Para la medición de las corrientes se utiliza un sensor LEM LA55 – P. La corriente máxima que es capaz de medir este sensor es de ±50 A y el sensado se realiza haciendo circular una corriente mediante un conductor por el orificio rectangular que éste posee. Este sensor tienen tres pines, de los cuales dos de ellos son para su alimentación de +15V y -15V. El tercer pin denominado M, es el que entrega en definitiva la medición representado en un valor de tensión. La Figura C.1 muestra la configuración de pines de este sensor, junto con la resistencia asociada que se deben conectar para su adecuado funcionamiento.

Figura C.1 Configuración del sensor de corriente LEM LA 55-P

Con

IP 1000

IS = N

(C.1)

Donde N: número de espiras a través del sensor. La tensión en la resistencia será.

VM = Rm ⋅ N ⋅

IP 1000

(C.2)

APENDICE C: HOJAS DE DATOS COMPONENTES

106

107

APENDICE C: HOJAS DE DATOS COMPONENTES

Sensor de Tensión LEM LV25-P La medición de tensiones se realiza utilizando un sensor LEM LV25-P. Este posee en total cinco pines, los cuales tienen las siguientes funciones: dos pines para su alimentación de +15V y -15V, un pin de salida que entrega la medición representado en un valor de tensión y dos pines para conectar la tensión de entrada a medir. La Figura C.3 muestra la configuración de pines de este sensor, junto con las resistencias asociadas que se deben conectar para su correcto funcionamiento.

Figura C.3 Configuración del sensor de tensión LV25-P.

Las resistencias RP se obtienen de manera que la tensión nominal corresponda a una corriente de entrada Ip de 10mA. La resistencia Rm se calcula de modo que la tensión máxima de salida se logre con una corriente de 25mA.

Para ello debe considerarse una tensión máxima de medición Vdc , con ello .

RP =

Vdc IP

(C.3)

Como la corriente en el secundario es. I SN = 2,5I PN

(C.4)

La tensión de salida en Rm será. Vm =

2.5 ⋅ Rm ⋅ Vdc Rp

(C.5)

APENDICE C: HOJAS DE DATOS COMPONENTES

108

APENDICE C: HOJAS DE DATOS COMPONENTES

109

APENDICE C: HOJAS DE DATOS COMPONENTES

110

APENDICE C: HOJAS DE DATOS COMPONENTES

111

APENDICE C: HOJAS DE DATOS COMPONENTES

112

APENDICE C: HOJAS DE DATOS COMPONENTES

113

APÉNDICE D DIAGRAMAS ESQUÉMATICOS DE LAS TARJETAS IMPLEMENTADAS

APÉNDICE D. DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE LAS TARJETA IMPLEMENTADAS

Figura D.1 Diagrama Esquemático del Circuito de la Tarjeta de Control Partida-Parada y monitoreo estado de Baterías.

115

APÉNDICE D. DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE LAS TARJETA IMPLEMENTADAS

Figura D.2 Diagrama Esquemático del Circuito de la Tarjeta de Visualización con LCD y botones de selección.

116

APÉNDICE D. DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE LAS TARJETA IMPLEMENTADAS

Figura D.3 Diagrama Esquemático del Circuito de disparo para encendido y apagado del motor diesel.

117

APÉNDICE D. DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE LAS TARJETA IMPLEMENTADAS

Figura D.4 Diagrama Esquemático del Circuito de la Tarjeta de Programación de los Microcontroladores PIC .

118

APÉNDICE D. DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE LAS TARJETA IMPLEMENTADAS

Figura D.5 Diagrama Esquemático del Circuito de la Tarjeta de Alimentación de la placa de Control Partida Parada.

119

APÉNDICE D. DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE LAS TARJETA IMPLEMENTADAS

Figura D.6 Diagrama Esquemático del Circuito de la Tarjeta de Medición y Control de los Conversores Push-Pull.

120

APÉNDICE D. DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE LAS TARJETA IMPLEMENTADAS

Figura D.7 Diagrama Esquemático del Circuito de la Tarjeta del Conversor Bi-direccional.

121

APÉNDICE D. DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE LAS TARJETA IMPLEMENTADAS

Figura D.8 Diagrama Esquemático del Circuito de la Tarjeta del Conversor Unidireccional Push-Pull.

122

APÉNDICE E CODIGOS DE PROGRAMAS Y LIBRERIAS

APENDICE E: CODIGOS DE PROGRAMAS Y LIBRERIAS

Los extractos más importantes

124

del código del programa del microcontrolador

dsPIC30F2020 que realiza el control de los conversores Push-Pull Unidireccional y Bidireccional se resumen a continuación. //CONFIGURACION DEL DSPIC #include //Configuracion de fusibles _FOSCSEL(FRC_PLL) //Selecciona Fast RC oscilador con PLL _FOSC(CSW_FSCM_OFF & FRC_HI_RANGE) _FPOR(PWRT_128) _FGS(CODE_PROT_OFF) _FBS(BSS_NO_FLASH)

//DECLARACION DE FUNCIONES UTILIZADAS void __attribute__((__interrupt__)) _ADCInterrupt(void); int main(void); void init_TIMER1(void); void init_ADC(void); void init_PWM(void); void control_voltaje(void);

//DECLARACION DE CONSTANTES UTILIZADAS #define FCY 29100000 #define FPWM 40000 float float float float

// 29.1 MIPS

kai=5.07,kbi=3.70; //Constantes Controlador de corriente conversor Unidireccional kav=125.78,kbv=92.57; //Constantes Controlador de Tensión conversor Bi-direccional kai1=126.17,kbi1=9.10; //Constantes Controlador conversor Bi-direccional modo cargador kai2=74.00,kbi2=54.02; //Constantes Controlador conversor Bi-direccional modo descarga

//RUTINA DE CONFIGURACION DEL TIMER1 void init_TIMER1(void){ //TIMER1 PARA 100uSeg T1CON=0x0000; //desactiva timer1 borrado del registro control (TON=0 ) Prescaler=1 TMR1=0; //contador del timer1 a cero PR1=(FCY)/10000; //periodo de 100us (1/10000) return; }

//RUTINA DE CONFIGURACION DEL MODULO A/D DE 10BITS void init_ADC(void){ ADCONbits.ADSIDL =0; ADCONbits.FORM ADCONbits.EIE =0; ADCONbits.ORDER impares ADCONbits.SEQSAMP =1; ADCONbits.ADCS ADPCFG ADSTAT

=0XFF22; =0;

=0;

//funciona en modo lento //Salida en formato entero //ninguna interrupción //primero canales pares y después canales

=5;

//Habilita muestreo secuencial //divide el reloj para FADC/14

=0;

//AN0,AN2,AN3,AN4,AN6,AN7 entradas análogas

APENDICE E: CODIGOS DE PROGRAMAS Y LIBRERIAS

125

ADCPC0bits.TRGSRC0 canales AN0 y (AN1) ADCPC0bits.TRGSRC1 canales AN2 y AN3

=0xC; //selecciona inicio de conversión con Trigger de TIMER1

ADCPC1bits.TRGSRC2 canales AN4 y (AN5) ADCPC1bits.TRGSRC3 canales AN6 y (AN7)

=0xC; //selecciona inicio de conversión con Trigger de TIMER1

=0xC; //selecciona inicio de conversión con Trigger de TIMER1

=0xC; //selecciona inicio de conversión con Trigger de TIMER1

ADCPC0bits.IRQEN0 =1; //Habilita la interrupción return; /* ~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~ Fin Configuración ADC ~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~ */ }

//RUTINA DE CONFIGURACION DEL PWM A 40KHZ CON 30MIPS RESOLUCION 10BITS (1024) void init_PWM(void){ PWMCON1bits.ITB=1; //PWM1 independiente de PTPER el periodo lo da el registro PHASAE1 PWMCON2bits.ITB=1; //PWM2 independiente de PTPER el periodo lo da el registro PHASAE2 PHASE1 = 23809; /*PWM1 periodo de 25 usec Period=PHASE1*1.05nsec=25 usec */ PHASE2 = 23809; /*PWM2 periodo de 25 usec Fpwm=40Khz PWM Period=PHASE2*1.05nsec=25 usec */ PDC1 = 0; /*PWM1 ancho del pulso de 12.5 usec Duty Cycle=PDC1*1.05nsec=12.5 usec */ PDC2 = 0; /*PWM2 ancho del pulso de 12.5 usec Duty Cycle=PDC1*1.05nsec=25 usec */ //DEAD TIME (tiempos muertos) DTR1 = 950; /* 490 usec dead time Dead-time=DTR1*1.05nsec =490 usec */ ALTDTR1 = 950; /* 490 usec dead time Alt Dead-time=ALTDTR1*1.05nsec=490 usec */ DTR2 = 950; /* 490 nsec dead time Dead-time = DTR2*1.05nsec = 490 usec */ ALTDTR2 = 950; /* 490 nsec dead time Alt Dead-time = ALTDTR2*1.05nsec = 490 usec */ IOCON1bits.PENH = 1; // PWM1H output controlled by PWM IOCON1bits.PENL = 1; // PWM1L output controlled by PWM IOCON1bits.PMOD = 2; // Selecciona el modo Push-Pull IOCON1bits.FLTDAT = 0; // Apaga ambas salidas del PWM en caso de Falla FCLCON1bits.FLTSRC = 0; // Comparador0 es fuente de Falla FCLCON1bits.FLTPOL = 0; // La fuente de falla es activada en bajo FCLCON1bits.FLTMOD = 1; IOCON2bits.PENH = 1; // PWM2H output controlled by PWM IOCON2bits.PENL = 1; // PWM2L output controlled by PWM IOCON2bits.PMOD = 2; // Selecciona el modo Push-Pull IOCON2bits.FLTDAT = 0; // Apaga ambas salidas del PWM en caso de Falla FCLCON2bits.FLTSRC = 0; // Comparador3 es fuente de Falla FCLCON2bits.FLTPOL = 1; // La fuente de falla es activada en alto FCLCON2bits.FLTMOD = 1; return; /* ~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~ Fin Configuración PWM ~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~ */

//RUTINAS DE CONTROL DE LOS CONVERSORES //PI de corriente conversor Unidireccional Ierr=Iref-channel0; di=kai*Ierr-kbi*Ierr_an+di_an; Ierr_an=Ierr; di_an=di; PDCA= (int )di; PDC1=(PDCA >= 23500) ? 23500 :((PDCA = 23500) ? 23500 :((PDCB = 23500) ? 23500 :((PDCB 0){ EBAT1=PBAT*0.0000000277777778; EBAT=EBAT+EBAT1; } /****************** Calculo de la Potencia hacia y desde la red ***************/ PSAL=ISAL*VBAT; /********************** Medición de la temperatura del diesel LM335 10mV/ºK***************/ set_adc_channel(5); delay_us(10); medicion5=read_adc(); TEM2=medicion5*(0.4883)-273; /********************** Medición de la temperatura ambiente LM335 10mV/ºK***************/ set_adc_channel(6); delay_us(10); medicion6=read_adc();

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APENDICE E: CODIGOS DE PROGRAMAS Y LIBRERIAS

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TEM1=medicion6*(0.4883)-273; /******** detecta encendido del diesel (bajo voltaje del trafo)*******/ if(input(PIN_C1)) { estado_diesel=1; } else { estado_diesel=0; } /***************** Selección Automatico-manual ********************************************/ if(input(PIN_D7)) { // manual pinD7=1 pin D5 on/off AUT=1; CONT=0; CIP=1; } if(!input(PIN_D7)) { // automatico pinD7=0 AUT=0; } /****************** RESET DE EMERGENCIA ************************************************/ if(!input(PIN_D5) && FALLA!=0) { // reset alarmas y fallas modo automático y manual pin start output_low(PIN_D4); //APAGA LUZ PANEL FALLAS output_low(PIN_D0); //APAGA contacto on/off VAR=0; VAR1=0; CONT=0; CIP=1; FALLA=0; PARA=0; Min=0; Seg=0; STAR=0; output_high(PIN_C2); // coloca a cero detector de tensión ac delay_ms(5); output_low(PIN_C2); } /****************** Deteccion de partida del generador ****************************************/ if(VGEN5 && PARA==1 && estado_diesel==1) { VAR=1; // Confirma que partió por lo menos una vez y la tensión esta bajo 200 output_low(PIN_D3); // luz generador off } if(VGEN>=200 && PARA==1 && estado_diesel==1) { VAR1=1; // Confirma que partió por lo menos una vez y la tensión esta sobre 200 output_high(PIN_D3); // luz Generador ON CIP=1; // vuelve la cuenta a 1 si parte generador } /************** rutina de tiempo *****************/ if(PARA==1 && estado_diesel==1 && FALLA==0) { CPP1+=1; } else{ output_low(PIN_D2); // Diesel OFF } if(CPP1==10){ // incrementa segundos Seg+=1; CPP1=0; } if(Seg==60){ // incrementa minutos Seg=00; Min+=1; }

APENDICE E: CODIGOS DE PROGRAMAS Y LIBRERIAS

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/*****************************FALLAS****************************************/ /************* Detecta si se detuvo el diesel bajo los 200*************/ if(VAR==1 && VGEN