Transistores de Potencia Transistor Transistor

BJT MOSFET

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia

EMISOR

BASE

SÍMBOLO

PNP

NPN COLECTOR

10µm

COLECTOR

iC

iC

iB BASE

iB uCE

uBE

iE EMISOR

uCE

BASE

uBE

5-20µm

N+ EM. P

EMISOR BASE

EMISOR 1016 át/cm2

50-200µm

N-

COLECTOR 1014 át/cm2

250µm

N+

COLECTOR

iE EMISOR

1019 át/cm2

COLECTOR

DISEÑO: Especificar DOPADOS y ESPESORES (p.ej.: el espesor de la capa N- determina la tensión de ruptura) Base de pequeño espesor → aumenta β Base de pequeño espesor → menor tensión de ruptura

montaje darlington

Estructura vertical → maximiza el área de conducción → minimiza res. óhmica y térmica Presentan varias bases y emisores entrelazados, para evitar la concentración de corriente.

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: Características estáticas ibMAX

ic Ic

PMAX SATURACIÓN

ib2 ZONA ACTIVA

ib1

Vce0 ib=0

uce CORTE VCE0: uCE de ruptura con la base abierta (IB=0) IC: Corriente máxima de colector PMAX: máxima potencia capaz de ser disipada por el transistor. Las zonas de avalancha deben evitarse.

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: Características estáticas Avalancha secundaria • La corriente de base provoca caídas de tensión interna en la zona de base que se suman a la tensión externa entre emisor y colector.

BASE

• Esta tensión es mayor cuanto menor sea β • La concentración de corrientes provoca sobrecalentamientos localizados que desembocan en avalancha secundaria cuando IC es grande. Para minimizar este fenómeno los transistores de potencia tienen varias bases y emisores entrelazados.

EMISOR

N+

P

- --- - - -- -- -- --

NN+

COLECTOR

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: Características estáticas Avalancha secundaria • La corriente de base provoca caídas de tensión interna en la zona de base que se suman a la tensión externa entre emisor y colector.

BASE

• Esta tensión es mayor cuanto menor sea β • La concentración de corrientes provoca sobrecalentamientos localizados que desembocan en avalancha secundaria cuando IC es grande. Para minimizar este fenómeno los transistores de potencia tienen varias bases y emisores entrelazados.

EMISOR

N+

P

-----

- -- - - - -- --

NN+

COLECTOR

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: Características estáticas

ic

continua

100us

IcMAX-DC

100us

PMAX Zona de avalancha secundaria

S.O.A.R.

Vce0 SOAR: Zona de trabajo seguro. Depende de la frecuencia de trabajo.

uce

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: SOAR

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: Características estáticas uB

Circuitos equivalentes estáticos. RCARGA

uce

VCC

ic uB

+

uce

ic SATURACIÓN

CORTE

SATURACIÓN

Circuito equivalente en saturación

Para estimar la potencia disipada en el bipolar:

RCARGA VCC

VCE SAT  0,3 V

RB uB

VBE  0,7 V

VBE

VCE-SAT

V  0,7 PEst SAT  VCE SAT·IC  VBE·IB  0,3·IC  0,7· B RB

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: Características estáticas Circuito equivalente en corte

RCARGA VCC

RB uB

VCE

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas uB

Encendido con carga resistiva. RCARGA

uce

VCC

ic uB

+

uce

ic

90% 10% tdON

trise tON

• La gran cantidad de carga espacial necesita tiempo para ser creada y destruida. El paso de corte a saturación, y viceversa, es lento. Cuanta menos carga espacial más rápida será la conmutación pero también mayores serán las pérdidas estáticas. • Con el fin de acelerar la conmutación y disminuir sus pérdidas, puede suministrarse una IB negativa para pasar de saturación a corte.

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas uB

Apagado con carga resistiva. RCARGA

uce

VCC

ic uB

+

uce

ic

90% 10% tst

tfall tOFF

tst: Tiempo de almacenamiento: el proceso de conducción continúa a costa de los portadores almacenados en la base. Las pérdidas en conmutación en el apagado son MAYORES que las del encendido (debido al tiempo de bajada)

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas Cálculo de la potencia disipada en la conmutación: APAGADO Durante tfall: uCE ( t ) 

VCC ·t t fall

EOFF  

t  t fall

t 0

EOFF 

t t iC ( t )  iC MAX· fall t fall

iC ( t )·uCE ( t )·dt

iC MAX·VCC ·t fall 6

VCC

uce

ic

iC MAX

tfall

Para calcular la potencia (W) basta multiplicar por la frecuencia. Para el caso de la potencia en el ENCENDIDO, se actúa de manera análoga.

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas Apagado con carga inductiva: uce

VCC

L

VCC

ic uB

ic i C MAX uce

t1

t2 toff

En t1:

t uCE ( t )  VCC · t1

En t2:

iC ( t )  IC MAX 

t2  t t2

(Mientras exista circulación de corriente por el diodo, soporta tensión nula).

EOFF  

t  t OFF

t 0

EOFF 

iC ( t )·uCE ( t )·dt

iC MAX·VCC ·t off 2

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas Encendido con carga inductiva: uce

VCC

L

VCC

ic uB

En t1:

uce

iC MAX t1

ton

t2

uCE ( t )  VCC

iC ( t )  iC MAX  iRR   En t2:

iRR

ic

t t1

t2  t t2 t t iC ( t )  iC MAX  iRR · 2 t2

EON  

t  t on

t 0

uCE ( t )  VCC 

EON 

iC ( t )·uCE ( t )·dt

iC MAX·VCC ·t on 2

t   iRR ·VCC · t on  1  2   3

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El transistor bipolar de potencia: Montaje Darlington Características • Aumento de : TOT= 1*2+1+2. • La conmutación es aún más lenta.

Diodo externo para aplicaciones de medio puente y puente completo. COLECTOR

iC

iB BASE

iE

EMISOR

Diodo externo para aumentar la velocidad de conmutación.

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Estructura PUERTA

FUENTE

SÍMBOLO

ÓXIDO

CANAL P

CANAL N DRENADOR

DRENADOR

iD

iD

iG

N

N P

N

N P

N

N-

iG uDS

PUERTA

N P

SUS

uDS

PUERTA

N

uGS

iS FUENTE

uGS

iS FUENTE

DRENADOR

Dispositivo fundamental como interruptor controlado por tensión. Suele usarse casi exclusivamente los de canal N. Siempre de ACUMULACIÓN; no tienen el canal formado. El sustrato está siempre conectado a la fuente. Compuesto por muchas células de enriquecimiento conectadas en paralelo. Alta impedancia de entrada (CGS).

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: características estáticas ID MAX

iD

uGS2>uGS1

SATURACIÓN ZONA ACTIVA

PMAX

uGS=uGS1

uGS0) PUERTA

FUENTE ÓXIDO

Zona de transición: La zona P-N- es un diodo polarizado inversamente.

uDS

N P

N

N P

N

N P

N-

N SUS

N DRENADOR

• La unión PN- está inversamente polarizada. • La tensión drenador-fuente está concentrada en la unión PN-. • La región N- está poco dopada para alcanzar el valor requerido de tensión soportada (rated voltage). • Tensiones de ruptura grandes requieren zonas N poco dopadas de gran extensión.

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Características estáticas MOSFET saturado (iDS>0) uGS

Con suficiente uGS se forma un canal bajo la puerta que permite la conducción bidireccional. PUERTA

Aparece una resistencia RDS ON, entre drenador y fuente, que es suma de resistencias: canal, contactos de fuente y drenador, región N-...

Cuando la tensión de ruptura aumenta, la región Ndomina en el valor de RDS ON. En una zona poco dopada no hay muchos portadores, por lo que RDS ON aumenta rápidamente si la tensión de ruptura se quiere hacer de varios centenares de voltios.

FUENTE ÓXIDO

N P

N

N P

N

N P

N-

N SUS

N DRENADOR

Un MOSFET es el interruptor preferido para tensiones menores o iguales a 500V. Más allá es preferible, en general, un IGBT. El MOSFET es capaz de conducir corrientes de pico bastante superiores a su valor medio máximo (rated current).

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Características estáticas Diodo parásito entre drenador y fuente. DRENADOR

• El diodo se polariza directamente cuando VDS es negativa.

iD

• Es capaz de conducir la misma corriente que el MOSFET. • La mayoría son lentos. Esto provoca picos de corriente de recuperación inversa que pueden destruir el dispositivo. Puede anularse o sustituirse el diodo parásito mediante diodos externos rápidos. Anulación

PUERTA

iG uGS

uDS

iS FUENTE

Sustitución

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Características dinámicas Parámetros parásitos CGD

• Los tiempos de conmutación del MOSFET se deben principalmente a sus capacidades e inductancias parásitas, así como a la resistencia interna de la fuente de puerta.

LD

Parámetros parásitos.

CDS CGS

LS

CGD

CDS CGS

CISS: CGS + CGD Capacidad de entrada Se mide con la salida en cortocircuito. CRSS: CGD Capacidad Miller o de transferencia inversa. COSS: CDS + CGD Capacidad de salida; se mide con la entrada cortocircuitada LD: Inductancia de drenador LS: Inductancia de fuente.

CGS: Grande, constante CGD: pequeña, no lineal CDS: moderada, no lineal

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Características dinámicas Conmutaciones con carga resistiva pura VA VDD CGD

uGS

RD

uGS-TH iD

RG CDS t1

uDS

t2

10%

10%

CGS VA

90%

90%

pMOS

tdelay

trise ton

tdisch

tfall toff

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Características dinámicas EFECTO MILLER

UF  UI  UO

UF

UO  AU·UI

ZF

UF  UI  AU·UI  1 AU ·UI EFECTO MILLER EN LA ENTRADA

IF 

Au

UI

UO

1  AU  UF  UI· ZF ZF

UF 

UO  UO   1  AU ·UO  A  AU  U  UI

EFECTO MILLER EN LA SALIDA

 1  AU    AU  U IF  F  UO · ZF ZF

ZF 1  AU

Au

ZF ·AU 1  AU

UO

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Características dinámicas Conmutaciones con carga resistiva pura VA VDD CGD

uGS

RD

uGS-TH

iD

90% 90%

RG CDS t1

tdelay trise

uDS

t2 CGS

VA

10%

10%

pMOS

ton

tdisch tfall toff

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Características dinámicas Conmutaciones con carga inductiva VA LD

VDD uGS

CGD

iD

uGS-TH IRR

RG CDS t1

uDS

t2 CGS

VA

pMOS

t1

t2 ton

t3

t4 toff

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas Cálculo de la potencia disipada en la conmutación: APAGADO con carga resistiva Durante tfall:

uDS ( t ) 

VDD ·t t fall

EOFF  

t  t fall

t 0

EOFF 

t t iD ( t )  iD MAX· fall t fall

iD ( t )·uDS ( t )·dt

iD MAX·VDD ·t fall 6

VDD

uDS

iD

iD MAX

tfall

Para calcular la potencia (W) basta multiplicar por la frecuencia. Para el caso de la potencia en el ENCENDIDO, se actúa de manera análoga.

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas EJEMPLO: Evalúense las pérdidas en el MOSFET de RDS ON=0,55 W para el caso de que su tensión y corriente sean las de la figura. Hágase el cálculo cuando d=0,3 y con frecuencias de 10kHz y 150 kHz.

iD

5A

uDS 150V

Puesto que T>>100ns, puede aproximarse 2

 

P1  RDS ON·IDrms  0,55· 52·d  4,125 W

EOFF  EON

(1-d)·T

d·T 100 ns

100 ns

iD MAX·VDD ·t fall 5·150·100·109    12,5J 6 6

PMOS ( f )  2·EON ( f )  P1

PMOS (10kHz)  0,25W  4,125W  4,38W PMOS (150kHz)  37,5W  4,125 W  41,6W

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas Apagado con carga inductiva:

En t1:

t uDS ( t )  VDD · t1

En t2:

iD ( t )  ID MAX 

t2  t t2

uDS

VDD

iD i D MAX t1

t2

toff (Mientras exista circulación de corriente por el diodo, soporta tensión nula).

EOFF  

t  t OFF

t 0

EOFF 

iD ( t )·uDS ( t )·dt

iD MAX·VDD ·t off 2

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas Encendido con carga inductiva: En t1:

uDS ( t )  VDD

uDS

t iD ( t )  iD MAX  iRR   t1 En t2:

t t uDS ( t )  VDD  2 t2 t t iD ( t )  iD MAX  iRR · 2 t2

EON  

t  t on

t 0

EON 

iD ( t )·uDS ( t )·dt

iD MAX·VDD ·t on 2

t   iRR ·VDD · t on  1  2   3

iD

VDD

iRR

iD MAX t1

ton

t2

EL TRANSISTOR DE POTENCIA El MOSFET de potencia: Circuitos de gobierno de puerta (drivers) Sin aislamiento CGD

+VCC R

r

CDS

VGG CGS 1.- Circuito para disminuir el efecto Miller. 2.- Los transistores de puerta son de señal y por tanto más rápidos. 3.- La resistencia de puerta, r, es muy pequeña (