Projeto de Conversor FlyBack PCE - Projeto de Conversores Estáticos Angelo Fillipi de Paiva Súlivan Medeiros Teoria - Prof. Yales Rômulo de Nov aes Prática - Prof. Luis Mariano Nodari 2012 / 02

Características do Conversor: Vin = 48V - 36V ~ 56V Pot = 50W Vout = + 15V [20W] - 15V [20W] + 5V [10W] Flyback ∆Vo = 1% Fs = 50Khz η = 85%

Análise Qualitativa

1 - Análise Qualitativa Etapas de Operação de um Conversor Flyback D L

primario

1

L Np :Ns1 secundario

C o1

R o1

V in Se D2

:Ns2 L terciário L :Ns3 terciário

C o2

C o3

R o2

R o3

D3 Conversor Flyback

O conversor flyback possui as mesmas características de um conversor buck-boost. Apresenta topologias e análises semelhantes, como uma chave em série com a fonte de entrada, um elemento magnético em paralelo seguido de um diodo em série com a carga, com um capacitor em paralelo a ela, sendo estes também em em paralelo com o elemento magnético. Os dois conversores diferem-se no elemento magnético onde o buck-boost é formado por um indutor enquanto o flyback é formado por indutores acoplados magnéticamente, assim o conversor é dito isolado, ou seja a saida do conversor é isolada elétricamente da entrada, ampliando assim as aplicaçoes do conversor . A partir desta característica é possível utilizar o acoplamento magnético para se obter mais de uma saida com níveis de tensão iguais ou diferentes conforme a aplicação. No conversor Flyback usualmente trabalha-se em condução descontínua. Isso não quer dizer que a corrente na carga chega a zero. A condução descontínua é então dita porque deve-se garantir que o indutor de entrada não sature danificando o seu funcionamento, desta maneira garante-se a desmagntizaçao do elemento magnético, logo, o conversor opera em 3 etapas.

1ª Etapa D1 L

primario

L Np :Ns1 secundario

C o1

R o1

V in S1 D2

:Ns2 L terciário L :Ns3 terciário

C o2

C o3

R o2

R o3

D3

1ª Etapa de Operação

Na primeira etapa a chave Se está fechada, isso faz com que a tensão de entrada seja aplicada diretamente ao indutor Lp. Assim a corrente no indutor cresce com uma derivada contínua:

∂i L p ∂t

=

Ve Lp

A análise é realizada considerando-se que o capacitor ja está em regime fazendo com que a energia seja fornecida à carga, com corrente continua. A corrente máxima que passa pela chave é dada pela corrente máxima no indutor Lp. Graças ao acoplamento dos indutores, a tensão no indutor Lp é induzida no indutor Ls, como a tensão de saída Vo é maior que a tensão no indutor Ls então a tensão direta no diodo é menor que zero, logo o diodo permanece bloqueado.

2ª Etapa D1 L

primario

L Np :Ns1 secundario

C o1

R o1

V in S1 D2

:Ns2 L terciário L :Ns3 terciário

C o2

C o3

R o2

R o3

D3

2ª Etapa de Operação

A segunda etapa é caracterizada pela abertura da chave, assim, o indutor Lp , o qual acumulou energia na primeira etapa, precisa de um meio para liberar essa energia. Como a corrente em um indutor não pode variar bruscamente, a energia armazenada induz uma tenão no indutor Ls suficientemente maior que Vo fazendo com que a tensão direta no diodo seja maior que zero liberando a passagem de corrente. A energia no indutor Ls será fornecida a carga até que o elemento magnético seja totalmente desmagnetizado, e por consequencia corrente em Ls igual a zero. A corrente de desmagnetizaçao é dada por uma derivada negativa constante é

dada por:

∂i Ls ∂t

=−

Vo Ls

A derivada de corrente negativa induz uma tensão negativa no indutor Lp assim a tensão na chave na segunda etapa é dada por:

Vs e = Vi + V0

np ns

A corrente máxima que passa pelo diodo tanto na primeira etapa quanto na segunda etapa é dada pela corrente máxima na chave, porém proporcionalmente a relação de espiras do acoplamento. Assim:

I d max = I Lp max .

np ns

3ª Etapa D1 L

primario

Np :Ns1

C o1

L

R o1

secundario

V in S1 C o2

D2

:Ns2 L terciário

R o2

C o3

L :Ns3 terciário

R o3

D3

3ª Etapa de Operação

A terceira etapa e mais simples inicia-se quando a corrente no indutor Ls chega a zero. Nesta etapa, a unica corrente no circuito de potencia é a da carga. A tensão na chave S é a própria tensão de entrada e a tensão no diodo é negativa com anplitude igual a tensão da carga.

Principais Formas de Ondas I Sx

Ip

D ICox

L

primario

V in

Np :Nsx

L

secundario

Se Conversor Flyback

VOx

Cox

R ox IRox

C 01

Cmd 1 1ª Etapa

2ª Et. D.T

ILp_pico.Np/Nsx Vox

3ª Et. td

T

(t)

Lp

td

D.T

Iox

T

(t)

S1

ILp_pico Vin

ILp_pico Vin+Vsx.Np/Nsx Vin (t)

(t)

Vin.Nsx/Np

Dx

Ls

ILp_pico.Np/Nsx

ILp_pico.Np/Nsx Vox (t) Vin.Np/Nsx

(t)

-Vox -Vox-Vin.Np/Nsx Tensão Corrente

Análise Qualitativa

Análise Quantitativa

2 - Análise Quantitativa - Parâmetros de Projeto do Circuito: Dmax := 0.4

Vin_min := 36V

Pout := 50W

f s := 50⋅ KHz

Vin_max := 56V

T s :=

∆Vo := 1 %

η := 85%

1

fs −5

T s = 2 × 10

s

OUTPUT_3 EM MODULO

OUTPUT_1

OUTPUT_2

Vo1 := 5V

Vo2 := 15V

Vo3 := 15V

Po1 := 10W

Po2 := 20W

Po3 := 20W

Po1 Io1 := Vo1

Po2 Io2 := Vo2

Po3 Io3 := Vo3

Io1 = 2 A

Io2 = 1.333 A

Io3 = 1.333 A

Vo1 Ro1 := Io1

Vo2 Ro2 := Io2

Vo3 Ro3 := Io3

Ro1 = 2.5 Ω

Ro2 = 11.25 Ω

Ro3 = 11.25 Ω

-Cálculo dos Esforços de Corrente nos Semicondutores: Interruptor Primário - Correntes de pico, eficaz e média Como a corrente no interruptor S1 é a mesma de ILp então: Pout Is1_peak := 2 ⋅ Vin_min⋅ Dmax⋅ η Is1_peak = 8.17 A

Is1_rms := Is1_peak⋅

Dmax 3

Is1_rms = 2.983 A Pout Is1_avg := = 1.634 A Vin_min⋅ η

Corrente de Pico, eficaz e média nos diodos dos Secundários 2 ⋅ Io1 Id1_peak := 1 − Dmax

Id1_avg := Io1

Id1_rms := Id1_peak ⋅

Id1_peak = 6.667 A

Id1_avg = 2 A

Id1_rms = 2.981 A

2 ⋅ Io2 Id2_peak := 1 − Dmax

Id2_avg := Io2

Id2_peak = 4.444 A 2 ⋅ Io3 Id3_peak := 1 − Dmax

Id3_peak = 4.444 A

Id2_avg = 1.333 A

Id2_rms := Id2_peak ⋅

1 − Dmax 3

1 − Dmax 3

Id2_rms = 1.988 A

Id3_avg := Io3

Id3_rms := Id3_peak ⋅

Id3_avg = 1.333 A

Id3_rms = 1.988 A

1 − Dmax 3

-Tensão de pico nos diodos e interruptor: A tensão de pico nos diodos e no interruptor precisa das relações de espiras. Pra deixar organizado, os valores delas estão mostrados neste ponto, e os cálculos estão mostrados abaixo, no cálculo do Transformador.

Nprimario := 16

Nsecundario := 4

Nterciario := 11

Tensão de pico nos diodos: Nsecundario Vd1_peak := Vo1 + Vin_max⋅ Nprimario Vd1_peak = 19 V Como a relação de espiras é diferente da calculada (aproximação para o valor inteiro mais proximo), foi utilizada a relação de espiras que resulta em maior tensão no primário. Nterciario Vd2_peak := Vo2 + Vin_max⋅ Nprimario Vd2_peak = 53.5 V -Tensão de pico no interruptor: 1

Vs1_peak := Vin_max⋅ 1 − Dmax Vs1_peak = 93.333 V Análise Quantitativa Cálculo de Capacitâncias

-Cálculo dos Capacitores: Io1⋅ Dmax

Co1 := fs⋅ ∆Vo⋅ Vo1 Co1 = 320 ⋅ μ⋅ F Io2⋅ Dmax Co2 := fs⋅ ∆Vo⋅ Vo2 Co2 = 71.111⋅ μ⋅ F Io3⋅ Dmax Co3 := fs⋅ ∆Vo⋅ Vo3 Co3 = 71.111⋅ μ⋅ F Cálculo de Capacitâncias Projeto do Indutor Acoplado Núcleo EE 42/21/20

−6

μ := 10

Projeto do Indutor Acoplado Núcleo EE 42/21/20

Cálculo do Indutor Acoplado: Para diminuir as perdas, ao invés de um núcleo EE30/15/14 será utilizado um núcleo EE42/21/20. As outras variáveis serão mantidas. Parâmetros Núcleo E42/21/20: Ae := 2.40cm

2

Aw := 1.57cm

2

AeAw := Ae⋅ Aw 4

AeAw = 3.768⋅ cm Parâmetros de projeto do transformador: Kp := 0.5

− 7 T⋅ m

A

J cond := 150

μ o := 4⋅ π⋅ 10

2

cm Kw := 0.4

VD := 0.7V

1) Cálculo do Fluxo Magnético. 4 ⋅ Dmax

∆B :=

3

⋅ Pout

AeAw ⋅ fs⋅ J cond⋅ Kp⋅ Kw⋅ η

∆B = 0.076 T 2) Cálculo do Entreferro: 2 ⋅ Pout⋅ μo

δgap :=

2

η⋅ fs⋅ ∆B ⋅ Ae

δgap = 2.133⋅ mm lgap :=

δgap 2

lgap = 1.066⋅ mm 3) Número de espiras no primário: ∆B⋅ δgap⋅ 107

Np_calculado := 4⋅ π⋅ Is1_peak

espiras :=

m⋅ kg 2 2

A ⋅s

A

Np_calculado = 15.788⋅ espiras Np := 16 Nsec1_calculado :=

Np⋅ ( 1 − Dmax) ⋅ ( Vo1 + VD) Vin_min⋅ Dmax 2 2

A ⋅s

Nsec1_calculado = 3.8 ⋅ espiras m⋅ kg Nsec1 := 4

Nsec2_calculado :=

Np⋅ ( 1 − Dmax) ⋅ ( Vo2 + VD) Vin_min⋅ Dmax 2 2

A ⋅s

Nsec2_calculado = 10.467 ⋅ espiras m⋅ kg Nsec2 := 11

Nsec3_calculado :=

Np⋅ ( 1 − Dmax) ⋅ ( Vo3 + VD) Vin_min⋅ Dmax 2 2

A ⋅s Nsec3_calculado = 10.467 ⋅ espiras m⋅ kg Nsec3 := Nsec2

4) Área de Condutor Necessária: Scu_primario :=

Is1_rms J cond 2

Scu_primario = 0.02⋅ cm Scu_secundario :=

Id1_rms J cond 2

Scu_secundario = 0.02⋅ cm Scu_terciario :=

Id2_rms J cond −6

Scu_terciario = 1.325 × 10

m

2

5) Diametro máximo do fio: 15⋅

cm s

δmax :=

fs

δmax = 0.067⋅ cm 6) Cálculo das Indutâncias magnetizantes: Dmax⋅ Ts Lprimario := Vin_min⋅ Is1_peak Lprimario = 35.251⋅ μH

 Nsec1  Lsecundario := Lprimario⋅    Np 

2

Lsecundario = 2.203⋅ μH

 Nsec2  Lterciario := Lprimario⋅    Np 

2

Lterciario = 16.662⋅ μH 7) Escolha do Fio: Segundo os cálculos acima, foi escolhido o seguinte fio: AWG21 2

Scu_awg21 := 0.0041cm

2

Scu_awg21_isolado := 0.0050⋅ cm np_calculado :=

Scu_primario Scu_awg21

= 4.851

nsec1_calculado :=

nsec2_calculado :=

Scu_terciario Scu_awg21

Scu_secundario Scu_awg21

= 4.848

= 3.232

Espiras em paralelo: nprimario := 3

nsecundario := 3

nterciario := 2

8) Capacidade de Execução: Como a equaçao que segue é muito grande, ela foi composta em três partes, onde: :=

⋅

⋅

Ku1 := Ku2 :=

Scu_awg21_isolado⋅ Np⋅ nprimario Scu_awg21_isolado⋅ Nsec1⋅ nsecundario

Ku3 := 2⋅ Scu_awg21_isolado⋅ Nsec2⋅ nterciario Ku := Ku = 0.331

(Ku1 + Ku2 + Ku3) Aw

Como Ku > .3, é possivel construir o indutor.

Projeto do Indutor Acoplado Núcleo EE 42/21/20

Perdas no Indutor Acoplado Núcleo EE 42/21/20

Cálculo de perdas no Indutor Acoplado J cond = 150 ⋅

A

αcobre := 0.00393

2

cm

−8

ρcobre_20 := 1.708⋅ 10

Ω⋅ m

1

−3

Scu_awg21 = 4.1 × 10

K 3

Vnucleo := 23.3cm

T e := 80⋅ K

Te é a temperatura máxima no ponto central do indutor. Aqui foi considerado a unidade em Kelvin só para facilitar o cálculo, porém o valor é em Celsius.

-Perdas CC: Comprimento médio de uma espira, retirado do datasheet do fabricante. MLT4221 := 10.5cm Correção da resistividade em relação à temperatura:

(

)

ρcobre := ρcobre_20⋅ 1 + αcobre⋅ Te − 20⋅ K    ρcobre = 2.111 × 10− 6⋅ Ω⋅ cm Np⋅ MLT4221 Rccp := ρcobre⋅ nprimario⋅ Scu_awg21 Nsec1⋅ MLT4221 Rccsec1 := ρcobre⋅ nsecundario⋅ Scu_awg21 Nsec2⋅ MLT4221 Rccsec2 := ρcobre⋅ nterciario⋅ Scu_awg21

Rccp = 0.029 Ω

Rccsec1 = 7.207 × 10− 3 Ω Rccsec2 = 0.03 Ω

2

⋅ cm

2

Pcobre_p := Rccp⋅ Is1_rms

Pcobre_sec1 := Rccsec1⋅ Id1_rms

2

Pcobre_sec2 := Rccsec2⋅ Id2_rms

2

Pcobre := Pcobre_p + Pcobre_sec1 + 2 ⋅ Pcobre_sec2 Pcobre = 0.556 W

-Perdas no Núcleo: Analisnado o gráfico a seguir:

Do gráfico tem-se que:

−3 W

Pcm3 := 17⋅ 10

cm

3

Pnucleo := Pcm3⋅ Vnucleo Pnucleo = 0.396⋅ W

As perdas totais no indutor. serão as perdas cc mais as perdas no núcleo: Ptotal_indutor := Pcobre + Pnucleo Ptotal_indutor = 0.952 W

Perdas no Indutor Acoplado Núcleo EE 42/21/20 Perdas nos Semicondutores+Snubber

Perdas nos semicondutores e Snubber -Perdas de condução da chave 6R045: Rds := 0.1Ω

(

)2

Ps1_c := Rds⋅ Is1_rms Ps1_c = 0.89 W

-Perdas de condução no diodo 1 para o diodo U1560: Vto_d1 := 0.75V

Rto_d1 := 0 Ω

(

Pd1_c := Vto_d1⋅ Id1_avg + Rto_d1⋅ Id1_rms

)2

Pd1_c = 1.5 W -Perdas de condução nos diodos 2 e 3 para o diodo U1560: Vto_d2 := 0.75V

Rto_d2 := 0 Ω

(

Pd2_c := Vto_d2⋅ Id2_avg + Rto_d2⋅ Id2_rms Pd2_c = 1 W

Pd3_c := Pd2_c

-Perdas totais de condução nos semicondutores: Pt_c := Ps1_c + Pd1_c + Pd2_c + Pd3_c Pt_c = 4.39 W

)2

Projeto Snubber: A utilização de snubber mostrou-se, através de simulação, necessária apenas na chave. Opotou-se por utilizar o snubber com topologia RCD: KC_rise := 1 tf := 116 × 10− 9⋅ s vC := 50V KC_rise ⋅ tf vCV.s1_peak := 160 V C := Is1_peak⋅ vC Vs1_peak = 93.333 V

C = 1.895 × 10− 8 F C_smart := 12⋅ 10− 9F Psnubber :=

(

)2

1 ⋅ C_smart⋅ vCV.s1_peak ⋅ f s 2

Psnubber = 7.68 W 0.1

Rs := = 105.517 Ω C⋅ fs Perdas nos Semicondutores+Snubber Rendimento Teórico

Cálculo do Rendimento Teórico a partir das perdas calculadas. -Sendo a dispersão de 2% então: d% := 2 % 2

Pdispersão :=

1 ⋅ Lprimario⋅ Is1_peak ⋅ fs⋅ d% 2

Ptotais := Pt_c + Pdispersão + Ptotal_indutor Ptotais = 6.518 W η_teórico :=

(Pout − Ptotais) Pout

η_teórico = 0.87 Rendimento Teórico

Cálculo do Dissipador

Cálculo do Dissipador

Cálculo do Dissipador. Para a chave 6R045: K Rja_s1 := 62⋅ W ∆Ts1 := Rja_s1 ⋅ Ps1_c = 55.178 K Para o diodo 1 (U1560): K Rjc_d := 1.5⋅ W ∆Td1 := Rjc_d⋅ Pd1_c = 2.25 K Para os diodos 2 e 3 o cálculo é o mesmo (U1560): ∆Td2 := Rjc_d⋅ Pd2_c = 1.5 K Como a variaçao de temperatura ficou dentro dos limites não será necessário o uso de Dissipador: Cálculo do Dissipador Parâmetros de controle

Parametros de Controle Para calculo do controle, foi utilizado ferramenta MatLab. Primeiramente, com o auxilio do material do Ivo Barbi (Projeto de Fontes Chaveadas, pag 241) foi calculado a função de transferência do conversor. Abaixo a função de transferência com os parâmetros do conversor obtida no MatLab: 0.000984 s + 6.007 Gs = ---------------------------0.00176 s + 1.805

Com a ferramenta RLTOOL do Matlab foi projetado o compensador. Para tal, considerou-se a função Gs e uma função de realimentação Hs = 0.107. O secundário no qual será feito o controle é o de 5V. Abaixo o sistema não compensado:

O projeto do compensador foi realizado alocando polos e zeros no diagrama de bode conforme necessidade. Foi alocado um polo próximo do zero da função Gs e um zero próximo ao pólo da mesma função. Foi alocado mais um pólo na origem para dar o ganho de -20dB/dec.. Abaixo o diagrama de bode do sistema já compensado e a função de transferência do compensador:

A frequência de corte do sistema ficou em aproximadamente 5kHz, conforme especificado. O sistema apresentou uma queda de 20dB e fase de -90, mostrando ser muito estável. Abaixo a função de transferência do compensador: 348088.9373 (s+1033) Cs = -------------------------------s (s+6363)

O circuito discreto utilizado na simulação para fazer o compensador foi retirado da dissertação de mestrado do prof. Batschauer. O circuito possui a função de transferência necessária para o compensador.

Como na montagem do Flyback será utilizado um CI SG3525, foram tomados os devidos cuidados para que a simulação ficasse similar ao funcionamento do compensador do CI (por exemplo a dente de serra vai de 0.7 a 3.7V, e o sinal de

saturação do compensador foi estipulado 4V. O controle será feito na parte isolada, e através de um optoacoplador 4N25 o sinal de gate será transmitido. No secundário do optoacoplador está demonstrado o circuito de driver utilizado.Abaixo a simulação em Psipe do circuito compensado.

Abaixo as figuras da simulação na saída controlada. Aos 40ms ocorre um degrau de carga nominal para meia-carga. Abaixo está a saída para uma entrada de 36V.

A seguir a saída para uma tensão de entrada de 56V:

O controle agiu conforme o esperado, e a resposta foi satisfatória. Abaixo outras formas de onda obtidas da simulação:

A figura acima mostra a tensão e corrente no interruptor Q1 para a condição de tensão de entrada de 56V. A figura abaixo mostra o comportamento da saída simétrica de 15V.

Parâmetros de controle Projeto Físico do Flyback

Projeto Físico do FlyBack -Circuito de Controle: O protótipo foi projetado com o auxílio da ferramenta Altium Protel. A placa de controle terá uma parte isolada e não isolada. Na parte isolada terão duas entradas, que são a alimentação externa isolada e o sinal de Feedback. A parte não isolada terá 1 entrada para alimentação do circuito de controle não-isolado, além de uma saída, que será o sinal de gate. O CI de controle utilizado é o SG3525, e o optoacoplador utilizado foi o 4N25. O circuito de comando foi projetado de acordo com o datasheet do CI controlador. Há partida suave, ajuste fino da tensão de referência e pino de shut-down. Abaixo o esquemático do circutio de controle, seguido do PCB.

-Placa de Potência: A placa de potência foi feita da seguinte forma: para a conexão da fonte de entrada Vin e o primário do transformador foram utilizados bornes M6 niquelados. Nos secundários do indutor acoplado e nas saídas para as cargas foram utilizados conectores PCMC3-3. No secundário de 5V há mais uma saída, que é a realimentação. Apesar de nos cálculos teóricos não haver necessidade de snubbers nos diodos do secundário, eles foram considerados no layout da placa, apenas por precaução. A seguir o esquemático e o PCB:

Fotos do Protótipo Montado:

Projeto Físico do Flyback

Resultados Experimentais Segue abaixo os resultados obtidos com o protótipo. A figura abaixo mostra a tensão e corrente no transistor Q1, além da tensão no secundário de 5V, para uma tensão Vin = 36V

A figura abaixo mostra a tensão e corrente em Q1, além da tensão no secundário de 5V, para uma tensão Vin = 56V.

A figura abaixo mostra a tensão e corrente no enrolamento secundário de +15V, além da saída respectiva.

Aproximando as formas de onda de corrente e tensão em Q1 e tensão e corrente no enrolamento primário do indutor, respectivamente. Para ambos os casos Vin = 56V:

Na figuar abaixo está mostrado a corrente no primário e tensão na saída de todos os secundários:

Resultados Experimentais - Respostas Transitórias Step de carga - 10% para 50%:

Step de carga - 50% para 100%:

Step de carga de 100% para 10%. Pelo fato do contato para mudança de carga ser mecânico, por aproximadamente 4ms a carga na saída de 5V foi a zero.

Conclusão e Agradecimentos: O projeto do conversor foi um importante passo na aprendizagem da matéria de projeto de conversores estáticos. Todas as etapas do projeto, como snubber, cálculo do indutor e circuito de controle foram realizadas teorica e praticamente, e o conversor operou conforme esperado. Para uma melhoria no conversor, é necessário uma mudança no circuito de driver, que não funcionou da melhor maneira possível durante os testes. Gostariamos de agradecer o prof. Yales e Nodari pelo auxílio tanto em classe como em extra classe. Gostariamos também de agradecer o auxilio dos mestrandos Lucas Cúnico, Gustado Lambert e Marcos Reinert pelo auxílio no projeto do circuito de comando. Ao mestrando Tiago Lemes pelo auxílio no projeto das placas de potência e controle, e ao graduandos José Diesel pela disponibilidade de confeccionar as placas de circuito impresso.