Antennen

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Antennen Prof. Dr. M. Hein Sommersemester 2017

Antennen 1. Einführung Inhaltsübersicht, Motivation, historische Entwicklung, Anwendungsgebiete und Trends, elektromagnetische Grundlagen 2. Antennen im Sendebetrieb Beschreibung des Strahlungsfeldes, Fernfeldbedingung, Elementar-Antennen (Hertz‘scher Dipol, Strahlung einer ebenen Fläche), Antennen-Kenngrößen 3. Antennen im Empfangsbetrieb Reziprozitätstheorem, Wirkfläche, Leistungsübertragung (Friis-Formel und Radargleichung), Antennen-Rauschtemperatur 4. Bauformen einfacher Antennen Flächenstrahler, Drahtantennen, Planarantennen, Beschreibungsmodelle, Kenngrößen Inhalt Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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5. Gruppenantennen (antenna arrays) Phasengesteuerte Arrays, lineare Arrays, Richtcharakteristik von Arrays (Strahlungskopplung), Strahlformung 6. Signalverarbeitung mit Antennen Räumliche Frequenzen, Antennen als Filter, Keulensynthese und superdirektive Antennen, adaptive Antennen 7. Antennenmesstechnik Gewinn, Richtcharakteristik (Nah- und Fernfeld), Rauschtemperatur, Eingangswiderstand, Bandbreite Übungen zur Vorlesung Elementardipole, Methode der stationären Phase, homogen belegte Flächenantenne, Hornstrahler, Breitband- und Gruppenantennen, ButlerMatrix, Antennenmessungen

Selbständige Vertiefung anhand von Aufgabensammlung (Internet) Inhalt Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Literatur (Auswahl) S. Drabowitch, A. Papiernik, H. Griffiths, J. Encinas, B.L. Smith, "Modern antennas", 2nd edition, Springer, 2005 (1st edition: Chapman & Hill, 1998) Signatur: ELT ZN 6440 D756(2) C.A. Balanis, “Antenna theory: analysis and design”, Wiley, 1997 Signatur: ELT ZN 6440 B171(3) J.D. Kraus und R.J. Marhefka, "Antennas for all applications", McGraw-Hill, 2002 Skript der Vorlesung "Antennen und Antennensysteme", Prof. W. Wiesbeck, Insitut für Höchstfrequenztechnik und Elektronik, Universität Karlsruhe Zinke-Brunswig, "Hochfrequenztechnik 1" (Kap. 6), Springer, 2000 E. Stirner, "Antennen", Band 1: Grundlagen, Band 2: Praxis, Band 3: Messtechnik, Hüthig-Verlag, 1977 R. Kühn, "Mikrowellenantennen", Verlag Technik Berlin E. Pehl, "Mikrowellentechnik", Band 2: "Antennen und aktive Bauteile", Dr. Alfred Hüthig Verlag, 1984

Folien zur Illustration (Ergänzung) sowie Aufgaben zur selbständigen Nachbereitung (Prüfung): www.tu-ilmenau.de/hmt  Lehre Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Literatur

Motivation: Antennen Antennen als Wellenform-Konverter Übergang Freiraumwellen ↔ leitungsgebundene Wellen (Mode-Wandlung, Senden / Empfangen, Rundstrahl- / Richtantennen) Anpassung (Leistung, Rauschen, Bandbreite)

Antennen als Filter Bandpasscharakteristik des Strahlerelementes (Frequenzselektivität) Impulsantwort des Strahlerelementes (Zeitbereich, Dispersion) Richtcharakteristik der Strahlung (Räumliche Frequenz, Phasenbelegung)

Antennen als signalverarbeitende Subsysteme Antennengruppen für MIMO-Systeme (Diversität, Kapazität) Phasengesteuerte Arrays (Elektronische Strahlschwenkung, Radar) Adaptive Antennen (Nachführung, Rekonfiguration, Flexibilität) Einführung Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Deutsches Museum München

J.D. Kraus und R.J. Marhefka, "Antennas for all applications", McGraw-Hill, 2002.

Historische Entwicklung: die Anfänge

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J.D. Kraus, R.J. Marhefka, "Antennas for all applications", McGraw-Hill, 2002 http://www.shopingathome.com/Marconi%20Radio%20Poldhu.htm

Historische Entwicklung

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Log-periodische Antennen Breitbandig, 5…30 MHz, H-Polarisation Senden im KW-Bereich und Empfangen über große Distanzen (Gewinn  10 dBi)

Chinesische Botschaft, Berlin (2010, M. Hein)

Radio Vatikan (2011, M. Hein) Einführung

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Radioteleskop Effelsberg

J.D. Kraus und R.J. Marhefka, "Antennas for all applications", McGraw-Hill, 2002.

Historische Entwicklung: das „Mittelalter“

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Historische Entwicklung: „Neuzeit“ ALMA – Atacama Large Millimeter / Submillimeter Array (2013)

http://www.almaobservatory.org/en/home Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Einführung

„Schöne Antennen“

http://domino.research.ibm.com/comm/research_projects.nsf/pages/ mmwave.sixtygig.html http://www.hubersuhner.de/co-de-tk/de/mozilla/products/

Historische Entwicklung: „Neuzeit“

„Unsichtbare Antennen“ „Integrierte Antennen“ Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Einführung

Anwendungsgebiete und Trends Frequenzbereiche und Bandbreiten Spektrale Ausnutzung, hohe Übertragungsraten (Kommunikation, Multimedia, Lokalisierung, Radar)

Entwurfs- und Simulationsverfahren, Technologien Entwurfs- und Simulationsoptimierung für gegebene Leistungsmerkmale (Richtcharakteristik, Wirkungsgrad, Frequenz, Bandbreite, Baugröße) Miniaturisierung, Integration (on-chip, Aufbau- und Verbindungstechnik) Extrem hohe Bandbreiten, Zeitbereichsentwurf (UWB - „ultra wideband“; instantan oder Frequenzsprung-Verfahren)

Gruppen-Antennen, Systeme Raum-, Moden- und Polarisationsdiversität (mobile Kommunikation) Adaptive und nachführbare Antennen (smart/kognitiv, ad-hoc-Netze) Einführung Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Elektromagnetische Grundlagen Konstituierende Vektorgrößen Quellen des em Feldes Elektrische Feldstärke E Elektrische Verschiebung D Magnetische Feldstärke H Magnetische Flussdichte B

Ortsfeste Ladungen, Ladungsdichte  Bewegte Ladungen, Stromdichte J Ladungserhaltung

Maxwell‘sche Gleichungen im Frequenzbereich Harmonische Zeitabhängigkeit der Felder Lineare isotrope Medien Elektrodynamische Potentiale (Quellen) Lorenz-Eichung

     E   jH       H  J  jE    E   /     B  0      A B     A   j

 d divJ   dt    B  H  0rH    D  E  0 rE   J  E

     jA  E Einführung

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Eichfreiheit der elektrodynamischen Potentiale (Lorenz-Eichung)   Festlegung des Vektorpotentials rotA  B Geeignet für dynamische Probleme Feldberechnung eichinvariant Beschreibung im Zeit-/Frequenzbereich

 1 d divA(t)   2 c dt  divA()   j

Ludvig Lorenz: Dänischer Physiker 18.1.1829 (Helsingør) – 9.6.1891 „Lorenz-Mie“-Theorie (Radarquerschnitt) und „Lorenz“-Eichung

Hendrik Antoon Lorentz: Niederländischer Physiker 18.7.1853 (Arnhem) - 4.2.1928 (Haarlem) Elektromagnetische Theorie des Lichtes, Elektronentheorie der Materie, widerspruchsfreie Theorie von Elektrizität, Magnetismus und Licht, 1902 Nobelpreis Physik gemeinsam mit Zeeman (Lorentz-Kraft)

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http://de.wikipedia.org/wiki/Lorenz-Eichung http://de.wikipedia.org/wiki/Hendrik_Antoon_Lorentz

Nicht verwechseln: Lorenz und Lorentz

EM-Eigenschaften von Medien

    j  jk  k '' jk ' k  k ' jk ''

Material

Ausbreitung

 = 0

k 0   00   / c

 = 0

v   c  1/ 00

 120 

=0



 377 

 = 0r reell

k      / v 

 = 0 r reell

v   c / r  r

=0



Dielektrikum mit Verlusten (homogen,

 = ‘ - j ‘‘ = ||e-j

k '   |  |   cos   2 / 

 = 0 r reell

k ''   |  |   sin   1/ 

isotrop)

 = 0 oder  0

v   c / cos  | r | r

Freiraum (Vakuum, Luft, keine Grenzfläche)

Verlustloses Dielektrikum (homogen, isotrop)

Guter metallischer Leiter

beliebig  = 0 r reell 

||

k '  k ''  2 /   1/ 

  2 / 

Wellenwiderstand Z0  0 / 0

Z  /

Z   / |  |  e j / 2

Zs  Rs  (1  j)

Rs  1/  

 2 Einführung

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Kugelwellen und ebene Wellen Wellenfronten = Flächen konstanter Phase Abweichungen zwischen sphärischen und ebenen Wellen nehmen mit dem Abstand vom Wellenzentrum wie 1/r ab (abhängig von Winkelöffnung).

r

Abweichungen nehmen mit Öffnungsbreite wie d2 zu. r+r

d2 r  8r

r

d Antennen im Sendebetrieb

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Fourierzerlegung zwischen Grund- und Bildbereich Fouriertransformation Zeitbereich – Frequenzbereich 

1  )e jt d G(t)  G(  2  

 )  1  G(t)e jt dt G(  T 

Entsprechungen Zeit – Frequenzbereich t



Phase t Normierung 2/ = T t · c = |r|,  · c = k

Strahlungsquelle in (x,y)-Ebene Ortsbereich – Bildbereich (k-Raum)  

G(x,y) 



 , )e jk( x y )dd G(

   

jk( x y )  , )  1  G( G(x,y)e dxdy 2       Wellenvektor k | k |        

Orts – Spektralbereich (eindimensional) x, y

kx, ky

Phase kx Normierung 2/k =  |r| / c = t, |k| / c =  Antennen im Sendebetrieb

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Grundregeln der Antennenberechnung 1. Jede Feldkomponente  F(x,y,z)  wird im quellfreien Außenraum vollständig durch ihren Wert in der Strahlungsebene bestimmt.

 



  jk( x y z) F(  ,  ,0  )  e d  d 

 

2. Fernfeld = Überlagerung ebener Wellen in Ausbreitungsrichtung Wichtung = Feldverteilung in Strahlungsebene 3. Das Fernfeld wird allein durch die tangentialen Feldkomponenten in der Strahlungsebene bestimmt. 4. Das Fernfeld resultiert aus  der Fouriertransformierten F(x,y,z)  des Feldes in der Strahlungsebene (Methode der stationären Phase).

     e  jkr   2  u  F0t (, ,0 )  u z j   kr   e(u) Antennen im Sendebetrieb

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Beschreibung des Strahlungsfeldes durch Tangentialkomponenten Konsequenz aus Maxwell‘schen Gleichungen und Quellenfreiheit im Außenraum (Verifikation: Aufgabe Nr. 3, selbständige Übung) E-Feld vorgegeben (elektrische Antenne)

H-Feld vorgegeben (magnetische Antenne)

 1 div E  0  E z      E x    E y 









Z   1   2   H  E x      H x y   





Z     H  E y    1  2   H x y 

   1    E  1   2   E H x x   y Z

   1  1  2   E    E H y y  x Z 





    1   H    H  div H  0  H z x y 

   1    E    E H z x y Z













   H  E z  Z    H x y





Antennen im Sendebetrieb Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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x

Strahlungsfelder Strahlungsebene Strahlende Fläche oder strahlende Öffnung in (x,y)-Ebene (z=0)

Q1(x,y,0)

M(x,y,z) Q2(x,y,0) Q3(x,y,0)

Quellen-Verteilung Funktion G(x,y)

y

Fouriertransformation Ortsbereich – Bildbereich (k-Raum) 

 ,)  1  G(x,y)e  jk( x y)dxdy G(   2   Wellenvektor k | k | (, ,  )T

Beispiel

z

G(x  a,y  b)  1, sonst  0  ,)  ab  sin(ka / 2)  sin(kb / 2) G( 2 k a / 2 k b / 2 Antennen im Sendebetrieb

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Folgerungen Fouriertransformation 1

0.6 0.4 Rectangle Triangle Gaussian

0.2 0

-10

-13 dB

2

0.8

Directivity pattern ~ |E| (dB)

Normalised aperture field distribution

0

-4

-2 0 2 4 Position along aperture (a.u.)

-20 -26 dB -30 -40 Rectangle Triangle Gaussian

-50 -60

-4

-2 0 2 4 Image domain (k-space) (a.u.)

Homogene Amplitudenbelegung → Maximale Bündelung Maximale Bündelung ↔ Geringer Nebenkeulenabstand Kompromiss durch geeignete Aperturbelegung (Amplitudenformung) Antennen im Sendebetrieb Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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x

Elementardipol: Geometrie Elektrischer Elementardipol

ur

(Hertz‘scher Dipol) Gerades stromtragendes Element im Ursprung in (x,y)-Ebene Konstanter Strom, Länge 



r 

Elektrisches Dipolmoment q    uD



  Stromdichte J  I    (x)  (y)  (z)  u D   e jkr    u  H 0t (, ,0 )  u z  H(x,y,z)  j  2  kr   1 H 0t (, ,0 )   2  I  u y 2 k e jkr H  j    I  sin  4 r

 I  u D

u

u

y     u  r  ur    u    u

u  z Antennen im Sendebetrieb

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Elementardipole (Fernfelder) Elektrischer Dipol (I·)

Magnetischer Dipol (I·S)

Magnetische Feldstärke

   1 e jkr H   jk    I  u  uD 4 r

Elektrische Feldstärke

   E  Z H u

   1 e jkr 2 E  k Z    IS  u  uD 4 r  1   H  uE Z

Feldkomponente entlang Azimut

1 e jkr H  jk    I  sin  4 r

Feldkomponente 1 e jkr   I  sin  E  jkZ  entlang Elevation 4 r

1 e jkr E  k Z    IS  sin  4 r 2

1 e  jkr H  k    IS  sin  4 r 2

Radial gerichteter Leistungsfluss (Wirkleistung)

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Abgestrahlte Leistung und Richtfaktor dPrad/dS

Prad

Richtfaktor D

Dmax

Elektrischer Elementardipol

2 1  I  sin  Z   2 8 r 

Magnetischer Elementardipol

2 4 2  IS  sin  Z 2   2 8 r  

cosn Strahlung über Halbraum

A

Gleichmäßig beleuchtete Apertur S 2

1   , ) |2  2  | E( 2Z r

Rechteck, Fläche ab 2

4 ab sin( a /  ) sin( b /  ) E  E0 2  ,   sin  cos ,   sin  sin  2  ab    a /  b / 

Kreisfläche, Radius a 

a2 2J1(ka sin )  E  E0 2  ka sin  

2

2

1   cos ,     r2 2 2

    Z  I   3  

2

4 3  S  Z  I  2  3   

A

2

2  1

   | E |2 dd 2Z 2

3 2 sin  2

3 (1.76 dBi) 2

2(  1)   1: 4 (6 dBi)

2(  1)cos 

4  2

|   E(x,y)e jk( x y)dxdy |2 S

  | E(x,y) |

2

dxdy



4 S 2

S

4  a2 2  Antennen im Sendebetrieb

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Die Richtcharakteristik einer Antenne

Darstellung von

4 3.5 3 2.5 2 1.5 1 0.5 0

Betrag oder Phase der Feldstärke oder des Richtfaktors 210 oder des Gewinns als Funktion der Richtung (,)

90 120

60 30

Hauptkeule

90o- 3dB 0 Keulenbreite Nebenzipfel 240

330 300

270 Beispiel: 4 /2-Dipole in einer Spalte, Vertikaldiagramm von |E|. Antennen im Sendebetrieb

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Antennenwirkfläche Bestimmungsgleichung Das Verhältnis von Wirkfläche und Gewinn (in Hauptstrahl-richtung) ist für jede Antenne gleich. Zwei einfache Beispiele

A HD w0

1. Hertz‘scher Dipol (HD,  = 1) 2. Parabolantenne (P) (Durchmesser d)

G0 

4 P  Aw 2 

2 Aw   G0 4

2 2 3 1 2   D0     4 4 2 8 2



4  2 d 2 d d 10         2 4    

2

Eine Schlussfolgerung Sei  = (d/)2 Miniaturisierungsgrad eines Flächenstrahlers. Dann hängt Gmax nur von  ab und ist bei gegebenem  unabhängig von ! Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

4 4 G0  2  A w  2     2  4     Antennen im Sendebetrieb Antennen Prof. Dr. M. Hein Sommersemester 2017

Leistungsübertragung über Funkkanäle Friis´sche Formel für Streckendämpfung Allgemein

2    PR 2 2  (1   T )  (1  R )  GT ( T , T )  GR (R , R )  eˆ T eˆ R    PT  4r 

Anpassung, Ausrichtung bzw. identische Antennen Zugeschnittene Gleichung Radargleichung Bistatisch / monostatisch

   PR  GT,max  GR,max    PT  4 r 

a[dB]  92.4  20log

2

2

PR     G PT  4r 

2

f r  20log  10logGT GR GHz km

  PR      GT (u1 )  GR (u2 )     PT 4  4  r1r 2 

2

PR       G PT 4  4 r 2 

2

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Radarquerschnitt (RCS) RCS ( in [m2]) abhängig von Frequenz, Polarisation, Ausrichtung

dPrad  (u2 )   dS RX bi (u1,u2 )  4r22  dPrad  (u1 ) dS t arg et Mensch (typische Daten) f [MHz]

mono

[m2]

mono [m2]

mono [dBsm]

Flugzeug Verkehr, vorn/hinten Kampfjet Tarnflugzeug

5…20 1…5 10-3

7…13 0…7 -30

Schiff

50 … 500

17 … 27

PKW

100

20

410

0.033 … 2.330

Motorrad

10

10

1120

0.098 … 0.997

Mensch

0.5

-3

2890

0.140 … 1.050

Vogel

10-3…10-2

-30…-20

4800

0.368 … 1.880

Insekt

10-4

-40

9375

0.495 … 1.220

Metallkugel, r

r2

≈ 5+20·log(r[m])



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Rauschen (Thermische Strahlung) Planck‘sches Strahlungsgesetz Diffus, unpolarisiert, breitbandig Spektrale Strahldichte [W/(m2·sr·Hz)] 2hf 3 0 L ,f  2  Rayleigh-Näherung: hf kT

c

dPr ad d

1 ehf /kT  1



2kT 2

Rauschstrahlungsleistung

 /2 2 

dPr ad 

 

L0,f df  dS cos d 

0  0

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S

2 kTdS' df 2 

·

T

Empfangene Rauschleistung     1 dPnoise  dPr ad  D( ')  G(u)    2  4  r    kB   T(u)  G(u) d Pnoise  4



T

dS‘cos‘ strahlt in Halbraum entlang ‘ Richtfaktor eines cos‘-Strahlers: D(‘) = 4·cos ‘

 n

2

S'

  n

d

dPnoise

Antennen im Empfangsbetrieb Antennen Prof. Dr. M. Hein Sommersemester 2017

Antennenrauschtemperatur Definition TA = mit Antennengewinn gewichtete Umgebungstemperatur der Antenne TA 

  1   T(u)  G(u)d 4 (4  )

Beispiele • Dunkler Himmel im Zenit: 3 K • Erde: 290 K • Menschlicher Körper: 310 K www.st-andrews.ac.uk/~www_pa/Scots_Guide/RadCom/part8/page3.html Antennen im Empfangsbetrieb Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

Antennen Prof. Dr. M. Hein Sommersemester 2017

Systemrauschtemperatur und Antennenparameter Antenne Gewinn G Hohlleiter

LNA

Kabel 1

Empfänger

Tsys  TA  Tcable  (D  1)  D  TRx SNRR,min

Tsys, Fsys

G  EIRP Tx  Tsys

Rx

1      kB  4r 

TA [K]

G [dB]

Dwg [dB]

FLNA [dB]

GLNA [dB]

Dcb1 [dB]

FRec [dB]

Tsys [K]

G/T [dB/K]

100

0

1

3

10

3

4

544

-28.4

100

10

1

3

10

3

4

544

-18.4

1

3

10

3

4

703

-19.5

1

3

20

3

4

598

-18.8

3

4

10

5

10

1622

-25.1

> T0:=290; > Ga:=10**(10/10); 300 10 > Ta:=300; > Dwg:=10**(3/10); 300 10 > Flna:=10**(4/10); > Glna:=10**(10/10); 300 10 > Dcb1:=10**(5/10); > Frec:=10**(10/10); > Te:=T0*(Flna+(Dcb1-1)/Glna+(Frec-1)/Glna*Dcb1-1); > evalf((Ta+T0*(Dwg-1)+Dwg*Te)/Dwg); > evalf(10*log10((Ga/Dwg)/((Ta+T0*(Dwg-1)+Dwg*Te)/Dwg)));

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2

Antennen im Empfangsbetrieb Antennen Prof. Dr. M. Hein Sommersemester 2017

Parabol-Antenne: Geometrie Kenngrößen

Paraboloid

Durchmesser D und Brennweite f

PolarKoordinaten

r' 1  2f 1  cos  '

Kartesische Koordinaten

z'  x'   y'   2f    2f   1  f    

Brennebene

r ' z'  1 2f 2f

y/f 1 D/f

0.5

z'/f r'/f

0

'

F



N

N

Winkel Brennstrahl

-0.5 -1 -1

-0.5

0

0.5

z/f

1

Winkel Normale

2

2

D 2f tan  '  2 D 1    4f  N 

' 2

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Antennen Prof. Dr. M. Hein Sommersemester 2017

Parabol-Antenne: Aperturbelegung Modellierung x´

P

´

r´

• Primärstrahler im Brennpunkt F

Q y´

• Reflektor im Fernfeld

z

• Apertur = Kreisscheibe mit Durchmesser D (Feldstärke  0 außerhalb)

2´

D A

z´

F

• Beleuchtungsamplitude ~ 1/r‘ Apertur

E0 (r ')  2j

 jkr

e F kr 

     • Reflexion Erefl  Eein  2(n  Eein )  n

• Brennebene = Ebene konstanter Phase (2kf)



E x (P)  E0  cos  '

E x (Q)  E0  cos   2sin2

E y (P)  0

E y (Q)  E0  sin2

E z (P)  E0  sin  'cos  '

Ez (Q)  0

 2

 2

cos2 



sin 2

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Parabol-Antenne: Feldbelegung

90 1

120

60

0.9

Kreuzpolarisation und Amplitudenvariationen nehmen mit  = /f zu (Kurvenparameter)

 sin2 E y  E0  (1  41  2 )2 =0 1

4 x´/f

1.0

0

0.4

0.5

0.1 0

330

240

300 270 90

2

0.2

120

60

0

0.15

y

y-Komponente |E |/E

E

/f=

210

Zylinder-Koordinaten

Kartesische Koordinaten

=B/2

30

0.5

1  41  2 cos 2 E x  E0  (1  41  2 )2 1 4

D/f=1

0.6

x-Komponente E /E

Polarisationseigenschaften durch Primärquelle bestimmt (hier: x-Polarisation)

y´/f

0.7

x

0.8

Merkmale

30

0.1 0.05 0

0

210

330

240

D/f=4

300 270

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Parabol-Antenne 55

30

Gain G (dBi)

45 40 35

G(f)

30

D=0.6m D=1.2m D=1.8m D=2.4m D=3.0m D=3.7m D=4.5m

25 20 15

1

10 frequency f (GHz)

3-dB-Keulenbreite [deg]

50

th0.6 th1.2 th1.8 th2.4 th3 th3.7 th4.5 th_calc

25 20 15

3dB(G)

10 5

100

0 10

20

30

50

60

Gewinn G [dBi]

3-dB Keulenbreite

Richtfaktor ( = 1) 4  D D0  D 2  2   2    4  

40

2

3dB 

D0 [dBi]  20.4  20log D[m]   20log  f[GHz] 

3dB

 1  D D0

21o  D[m]  f[GHz] Bauformen einfacher Antennen

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Parabolantenne: Bauformen 0

f/D = 0.333

10

Normalform f/D = 0.333

Gitter-Reflektor f/D = 0.250

Antenna directivity dB down from main lobe

20 30 40 50 60 70 80 90 100 0

5

10

15 20 4060 80 100 120 140 160 180

Azimuth - degrees from main lobe www.az-apco-nena.org/2001_State_Training/AZPresl01-01.ppt (zuletzt besucht: 12.05.2014)

Geschirmt

Fokus-Geometrie

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Hornantenne: Rechteck-Geometrien Pyramiden-Horn Höhe und Breite aufgeweitet

H-Sektor-Horn Höhe bleibt konstant, Breite aufgeweitet

E

a b

A

E E-Sektor-Horn Breite bleibt konstant, Höhe aufgeweitet Bauformen einfacher Antennen Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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H-Sektor-Horn: Feldverteilung E

Vorstellung

a

„Aufweitung“ der Feldverteilung des H10-Modes

y

b

A

H-Sektor-Horn Höhe bleibt konstant, Breite aufgeweitet

x

Ex  0

z

 x E y  E0 cos     e  jkz  A Ez  0  x Hx  H0 cos     e  jkz  A Hy  0  x Hz  H0 sin     e  jkz  A

http://www.ieap.uni-kiel.de/plasma/ag-stroth/lehre/physik/HTML/e40_17.html Bauformen einfacher Antennen Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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relative Leistungsdichteverteilung [dB]

Hornantenne: Feldstärkebelegung und Richtfaktor t

a

2

A 8 R 1

b

A opt  R1

A

GH  3

3R 1 R1 

A/ (H-Ebene), b/(E-Ebene) Bauformen einfacher Antennen Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Hornantennen: Beispiele

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Dipolantennen J.D. Kraus, R.J. Marhefka, Antennas for all applications, McGraw-Hill 2002

Merkmale Strom variiert entlang Länge Symmetrische Speisung Dicke vernachlässigbar

   I(z)  I0  sin  k   | z |    2

Fernfeld Lineare phasenrichtige Überlagerung der Beiträge elementarer Dipole entlang Stromrichtung

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Dipolantennen: Richtcharakteristik Richtdiagramm n() (für n = n/2)  n   n  cos  cos    cos    2   2   n ( )  sin 

n  2: Nullstellen entlang Dipol-Achse (cos0 = ± 1) n > 2 ( > ): Zusätzliche Nullstellen 1 3   1,  n , n n ungerade  n  cos  n     1, 0 gerade 2  1 n  1, ungerade   n 2

       

H.D. n=1/2 n=1 n=3/2 n=2

n=2 n=5/2 n=3 Bauformen einfacher Antennen

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Elektrische Dipolantennen: Parameter Dmax 

120 2  () max Rrad []

/

3dB [o]

Dmax [dBi]

Rrad []

1

90

1.76

~ (/)2

1/4

87

 1.9

< 10

1/2

78

2.14

73.2

3/4

64

 2.8

 200

1

47.8

3.82

 200

C.A. Balanis, „Antenna theory“, John Wiley, 1982.

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Drahtantennen (Beispiele)

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Patch-Antennen Vorteile +++

Nachteile – – –

Vielfalt von Formen und Geometrien

Schmale Bandbreite

Einfache und kostengünstige Technologie

KommunikationsGeringer Wirkungsgrad (Speisung, dielektrische Ver- technik luste, Oberflächenwellen) Satellitenempfang (TV)

Kleine Baugröße, Miniaturisierung

Geringe Polarisationsreinheit

Kleiner Formfaktor, gute "Aerodynamik"

Begrenzte Richtwirkung

Integration aktiver Bauelemente (MMIC)

Anwendungen €€€

Flugzeuganwendungen, Raumfahrt RFID Medizinische Anwendungen Integrierte Antennen

Integration in Gruppenantennen

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Patch-Antennen: Beispiele

Patch Oberflächenstrom Speiseleitung

Koplanare Antastports (G-S-G)

Patch-Gruppenantenne für TVSatellitenempfang http://de.wikipedia.org/wiki/Panelantenne

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60 GHz LTCC-Patch-Antennen-Module für hoch-ratige Datenlinks Quelle: L. Alhouri et al., F. Wollenschläger et al., HMT

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Speisung von „patch“-Antennen Patch

Massefläche Patch (Oberseite)

Mikrostreifenleitung unterhalb der Massefläche

Koppelspalt Massefläche

Speisepunkt

Koaxialleitung Patch Mikrostreifenleitung

Koppelschlitz

Patch

Koplanarleitung mit LL-Stichleitung am Ende

Massefläche

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Numerische Simulationsverfahren Methode

Marktführer

FDTD finite difference time domain CST Microwave Studio

FEM finite element method Ansoft HFSS

Bereich

Zeitbereich

Frequenzbereich

Disktretisierung

kubische Elemente

Tetraederförmige Elemente

Vorteile

Nachteile

• Niedriger Speicherbedarf • Effiziente Berechnung breitbandiger Probleme • Intuitives CAD-Interface

• Komplizierte Strukturen einfacher zu diskretisieren • Schnell für einzelne Frequenzpunkte

• Weniger effizient bei gekrümmten Strukturen

• Hoher Speicherbedarf • Zeitbedarf steigt mit Anzahl der Frequenzstützstellen

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Patch-Antenne Feldverteilungen und Richtdiagramme

fmnp 

TM100

c 2 r

2

2

m n p  a  b h      

2

TM020

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Patch-Antenne

E

Grundmode



H

Ez(y) konstant, Ez(x) ~ cos (x/a)

z

Virtuelle magnetische Stromdichten    M  2n  E

h

Kurze Spaltflächen konstruktiv Konstante Belegung

a

Gruppencharakteristik

Lange Spaltflächen destruktiv Sowohl in Spaltfläche bzgl. (y,z)-Ebene als auch gegenüberliegend bzgl. (x,z)-Ebene

x

y

 E  M

b  Bauformen einfacher Antennen

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E-Ebene

Patch-Antenne: Richtcharakteristik Breite Hauptkeule senkrecht zur „patch“Oberfläche (Gruppencharakteristik) H-plane 10

0

90 120

 a  E C|E|  cos   sin      60

-1

10

30

-2

10

H-Ebene

-3

10

-4

10

0

210

330

240 H C|E|  cos   si   b sin  

300 270

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C.A. Balanis, „Antenna theory“, John Wiley, 1982.

E-plane

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Patch-Antenne: Richtfaktor 1. Abschätzung aus Strahlungsmechanismus Zwei Elementarstrahler 1.76 dBi + 3 dB Reflektion durch Massefläche: + 3 dB

2. Abschätzung aus Richtdiagramm Effektiver Öffnungswinkel etwa 120 Grad

D  7.76 dBi

4 4  2  6 (7.8 dBi) e 3 

D

~ b

3. Analytische Ableitung Gruppe aus zwei strahlenden Spaltflächen b Geometrieparameter: b 

1 1

D

D (dBi)

6.6

8.2

~ 8·b

~ 9+10·log (b)

0

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Polarisation in „patch“-Antennen Lineare Polarisation Oberflächenströme auf Patch bestimmen Polarisationsrichtung: Speisepunkt! y x

Zirkulare Polarisation Überlagerung zweier linear polarisierter Feldverteilungen in Quadratur (entweder durch Doppelspeisung oder Modenüberlagerung).

Abwägung: Polarisationsreinheit vs Bandbreite Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Bauformen einfacher Antennen

Planare Breitbandantennen Entwurfsprinzipien

Bauformen (Auswahl):

1. Diskrete VielfachAntenne resonanzen (Formen und Gruppen) Tapered slot, 2. Frequenzunabhängige Geometrien (Winkeltheorem, Skalenverhalten, Rumsey-Kriterium) 3. WanderwellenAntennen (nicht-resonant)

Struktur

Vivaldi-Antenne

Frequenz Richt[GHz] diagramm skalierbar gerichtet f-abhängig (Dipol, Slot)

Bowtie

skalierbar

KreisscheibenMonopol

skalierbar, breit, 1…10 f-abhängig

Differentiell elliptisch

skalierbar,  rund, 2…20 f-abhängig

Spiralantenne (equiangular slot patch)

1…20

Planar logarithmmisch-periodisch

1…5

breit, multiresonant

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Geschichtliches zu phased-arrays Pearl Harbor Memorial

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Gruppenantennen und ebene Wellenfronten Phasengesteuerte Gruppenantennen Information über die Richtung eines Signals liegt im Phasenunterschied zwischen Strahlerelementen

 u

Winkelrichtiges Empfangssignal Kohärente Überlagerung aus Phasenzentren Ai Laufzeitunterschiede i

  d u i  oi c

A0 d01

0 n

d0n An

A3

A1

d03 d02

Ersatz von Verzögerungs1 leitungen durch Phasenschieber: frequenzabhängige Richtungsfehler

A2



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Struktur eines „phased array“ Antennen-Elemente Element-Charakteristik; Fokussierung (ggf.) durch Reflektor oder Linse

Phasenschieber Richtungsschwenkung (z.B. switched delay line, Reaktanzleitung, A Vektormodulator) a AP-Einstellung über Treiber

n 2 A2

A1

0

0

u

f(u)

d AN-1

An

Array a1

b0

a2

b1

an

b2

a

bn

bN-1 Phasenschieber

Speisenetzwerk Leistungsverteilung, Anpassung/Kopplung (richtungsabhängige Reflexionen)

Treiber Speise-Netzwerk

Transceiver

Computer

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Aktive Gruppenantennen (active arrays) Je Strahlungselement ein Sende-/Empfangs-Zweig (RX und TX) → maximale Variabilität  aber auch → maximale Komplexität 

Senden (TX) • Kompensation der Dämpfung zwischen Speisepunkt und Strahlerelement • Verteilte Leistungsregelung (hohe Leistung) • Höhere Betriebssicherheit (Ausfall einzelner Elemente) • Höhere Phasengenauigkeit (Kleinsignal-Betrieb vor Verstärker)

Empfangen (RX) • Amplituden- und Phasenkontrolle für jedes Strahlerelement • Phase: Richtung der Hauptkeule • Amplitude: Keulenformung und Nullstellenausrichtung (adaptiv)

Sende- Empfangs-Umschaltung (Duplex) Schnelle leistungstaugliche MMIC-Schalter (GaAs oder SiGe) Gruppenantennen Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Gleichförmige lineare Anordnung von N Elementen

Lineare Gruppenantenne

L = Nd n u nAdAsinθ

f()

θ

A0

d A1

A2

An

a0

an

0

1

n

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Beispiel eines linearen Arrays: Dipolspalte

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Gruppenfaktor des linearen Arrays: Elementeabstand virtuell (unsichtbar)

realer (sichtbarer) Bereich

1

=/d

Richtungswinkel Elementabstand

0.8 Betrag |R'()|

virtuell Hilfsparameter (unsichtbar)

  sin    d / 

Eigenschaften Periodisch

0.6

Hauptmaximum 0  20

0.4

Abstand Hauptextrema



0

0.2

    1

Eindeutigkeit

0 -1.5

-1

-0.5

0

0.5

Nur ein einziges Maximum im sicht1  1.5 baren Bereich für

 

1 2

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Gruppenfaktor des linearen Arrays: Richtungssteuerung o

 [ ] = 0 45 90 135 180 225 R´() 

1

sin[N  (  sin    / 2)] N  sin(  sin    / 2)

R'()

0.8

Periodische Charakteristik

0.6

(räumliche Frequenz = d/)

0.4

Hauptmaximum (in der Abb.:  = 1.2):

0.2 0

-80

-40

0

o

40  [ ] 80

0  2 sin 0 Gruppenantennen

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Gruppenfaktor des linearen Arrays: Elementezahl 1

N = 2 5 10 20; si-Funktion

Betrag |R'()|

0.8 

0

0.6 0.4 0.2 0 -0.4 -0.2

0

0.2 0.4 0.6 0.8 

1

1.2

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Richtcharakteristik des linearen Arrays

R'(- )

Harmonische Maxima können durch Richtdiagramm des Einzelstrahlers unterdrückt werden.

0

0.8

F()

0.6

0

R'(- ) und F()

Speisung an einzelnem Tor

f()

1

0.4

Multiplikatives Gesetz

0.2

Hinzufügen von Nullstellen

0 -1.5

-1

-0.5 0 0.5 Richtung =sin

1

1.5

F( )  f( )  R'(   0 )

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Gegenkopplung in Gruppenantennen • Ursache: Nahfeldkopplung (geführt, gestrahlt; z.B. durch Streuung, Oberflächenwellen)

• Effekt: Aktive Reflexion (ARC), blinder Winkel

G( ) ~ (1 | ( ) |2 )

(begrenzt Strahlschwenkung, Bandbreite) n

sin 

u

a0

a1

a2

b0

b1

ARC einer Monopolgruppe bei 3 GHz

C20

2

C2n

aN-1

an b2

bn

bN-1

N1

m ( 0 )   (dnm )e  jdnm (k0 s ) n0

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Gruppenantennen Antennen Prof. Dr. M. Hein Sommersemester 2017

an

Keulenformung: Streuparameter Streumatrix Verknüpfung ein- und auslaufender Wellen eines N-Tors N Normierte Leistungswellen 2 Verlustlosigkeit (Unitarität) Orthogonalität

S i1 N

S i1

ip

ni

n

1

Spi*  np

Ein verlustloses reziprokes Netzwerk ist orthogonal!

bn

a2 b2

2 1 a1

b1

aA

A

1 2

aB

B

3

v v v

Keulenformungsnetzwerk (Beispiel) Eingänge A und B sowie A B 1 2 3 Antennentore 1, 2 und 3 A 0 0 a A,1 a A,2 a A,3  angepasst und entkoppelt 0 aB,1 aB,2 aB,3  B  0 Beleuchtung: Spaltenvektoren 1  a aB,1 0 0 0  A,1   Transferparameter: 0 0  2  a A,2 aB,2 0     a A  aB  1 0 0  a A  aB*  0 3  a A,3 aB,3 0

Gruppenantennen Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Orthogonale Richtdiagramme des linearen Arrays Speisung an M Toren 1

R' ()

0.8

4

R' () 5

0.6

• Es gelten Reziprozität und Leistungserhaltung

m

m

R' (- )

• M angepasste und entkoppelte Eingänge eines verlustlosen Speisenetzwerks erzeugen M orthogonale Keulen.

R' ()

1

0.4

• Parseval'sches Theorem: Orthogonalität bleibt unter Fouriertransformation erhalten.

0.2 0

0

0.2

0.4 0.6 Richtung =sin

0.8

1 Musterfunktion (DFT):

Rm ( ) 

sin N  m  

N  sin    m N  Gruppenantennen

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Strahlformung für (22) Butler-Matrix 90 |R'()|

1

120

1

60

2

0.8 0.6

30

A

0.4

B

1  j 1    2  1 j

0.2 0

0

  R 'A ( )  cos( sin   ) 2 4

  R 'B ()  cos( sin   ) 2 4 210

330

240

300

Maxima für = ±1/2 oder = ±30o (für d = /2)

270 Gruppenantennen Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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2400 Zahl der Hybridkoppler

(NN) Butler-Matrix Prinzip: Schaltungstechnische Realisierung der FFT m  N 2d

Keulen: m   

max  

N 1   N 2d

1 1

2

3

1600

2

3

4

N  log2 N 2

1200 800 400 0

1

Ck 

2000

0

100 200 300 400 Zahl der Speisetore

5

6

7

500

8

4

2  4  4

A

 4

 8

3 8

B

C

A Speisetor

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 8

3 8

D A

3dB-Koppler

 4

 4

B A

 4

B

1 Antenne

C

D

E

Phasenschieber

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F

G

H

Gruppenantennen

Räumliche Frequenz Beschreibung (Wikipedia) Orts-Frequenz = Kehrwert der Perioden-Länge (auch „Raum-Frequenz“, analog zur „Zeit-Frequenz“) Charakterisierung einer örtlich veränderlichen Funktion nach Anteilen mit bestimmen Ortsfrequenzen (analog Klangzerlegung in Grund- und Obertöne) Grundlage für Fourieroptik und Bildkompressionsalgorithmen (z.B. JPEG) Hilfsparameter Richtungswinkel   sin  Elementabstand   d / 

Textkodierung: http://www.tu-ilmenau.de/it-hmt/ Quelle 2D: http://www.meinstrichcode.de/index.php Quelle 1D: http://barcode.tec-it.com/barcode-generator.aspx?LANG=de

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Antennen und Signale Antennen Prof. Dr. M. Hein Sommersemester 2017

Komplexer Winkel Fortsetzung trigonometrischer Funktionen in den komplexen Bereich

sin(  j)  sin   cosh   jcos   sinh  sin(  / 2  j)  cosh  cosh   1

 sin( x  jy) Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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sin( x  jy)

Antennen und Signale

Abtastung einer Richtcharakteristik Grundlage

Ordnung 0 - 1 Summe aller Ordnungen Sollkurve

0.4

Abtasttheorem Whittaker-Kotelnikov-Shannon Testfunktionen: si-Funktionen F( ) 

0.8 F() 0.6

   F n si n               n    

0.8 F() 0.6

 

1   2 0 D

Ordnung 0 - 1 - 2 - 3 - 4 Summe aller Ordnungen Sollkurve

0.2 0 -0.2

0.8 F() 0.6

-1

-0.5

0 0.5 =sin Ordnung 0 - 1 - 2

1

Summe aller Ordnungen Sollkurve

0.4 0.2 0

0.4

-0.2

0.2

0.8 F() 0.6

-1

-0.5

0 0.5 =sin Ordnung 0 - 1 - 2 - 3

1

Summe aller Ordnungen Sollkurve

0.4

0 -0.2

0.2 0

-1

-0.5

0 =sin

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0.5

1

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-0.2

-1

-0.5

0 =sin

0.5

1

Räumliches Frequenzspektrum des Gewinns f()

f(): Spektrum der Richtcharakteristik F() g(): Spektrum des Gewinns G()

Gleichförmige Beleuchtung f()

0.8 Gewinn G()

-0 +0

-0

1

0.6

g()

0.4 0.2 0

-2

-1.5

-1

-0.5

0 0.5 2 

1

1.5

2

0

Fouriertransformierte von g() 

G( )  k 2  F( )  F * ( ) 

j2   g()e d

-20

+20

„Autokorrelationsfunktion“ von f() 

g( )  k  2



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



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f( )f * (   )d Antennen und Signale

Keulensynthese

1.2

Allgemeiner Zusammenhang

 1

f (  )  f 0 (  )  (  )

1

1 0.8 F()

Tatsächliche Charakteristik ist ein gefiltertes Abbild der Ideal-Charakteristik:

F F

F

0

T

0.6 0.4 0.2 0

 1

F ( ) 



 F0 ()(  )d

-1

-0.5



Rechteckfilter: Fehlerminimierung Dreieckfilter (Fejer-Approx.): Welligkeit, Nebenkeulen

( )  rect(

0 =sin

0.5

1

 ) 2 0

 1( )  si(20 )

|| 0

1( )   si(  0 )

( )  1 

2

Antennen und Signale Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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S

Adaptive Antennen

B2

Funktion

B1

Anpassung des Richtdiagramms an elektromagnetische B3 Umgebung gemäß vorgegebenem Optimierungskriterium (z.B. minimale Empfangsleistung ohne Signal)

θo

s1

Erfordernisse 1. Unterscheidung gewünschte/unerwünschte Signale (f0, f, t, Pol., …) 2. Steuerung von Phasen UND Amplituden sämtlicher Einzelstrahler

sN

s2 A2

A1 n1

Array

AN nN

n2

Prozessor Wn=An exp (jnn)

S=3Wnsn

OptimierungsKriterium Antennen und Signale

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Adaptive Zweiergruppe Prinzip Zwei identische Kugelstrahler im Abstand d Überlagerung der Einzelsignale mit komplexem Gewicht W so, dass Signal aus Richtung B = sin B ausgeblendet wird



S B ( )  s1  1  W  e

j2 



θo

S´ B

θB s1

d 

Gruppenfaktor bewirkt Adaption

s2 A

+ W=A exp (jn) SB

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Antennen und Signale Antennen Prof. Dr. M. Hein Sommersemester 2017

Ausblendung eines Störers

Bedingungen

Richtcharakteristik

Hohe Empfindlichkeit bzgl. Gewicht W; Fehler:  = 1 + A·ej

|  |2  1  A 2  2A cos( )

1

Konturlinien von 20·log(||)

sin 

1

10

B

Phasenfehler [deg]

optimierte Charakteristik F()

Externer Störer (rauschfreies System): vollständige Ausblendung

0.8 0.6 0.4 0.2 0

-10 dB 0

-20 dB

10

-30 dB 10

-1

-40 dB -50 dB

-1

-0.5 0 0.5 Richtung =sin

1

10

-2 -2

10

-1

0

10 10 Amplitudenfehler [dB]

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Howells-ApplebaumKorrelationsschleife

B θB

Kriterium Störer führt in Abwesenheit eines Nutzsignals zur Korrelation zwischen Gesamtsignal und Einzelsignal Korrelation muss daher unterdrückt werden

d

s1

A, n

+

Funktionsweise (qualitativ) Kohärenter I/Q-Demodulator: Amplituden- und Phasenanteile erzeugen komplexes Gewicht W (Ausblendung des Störers)

s2

.

.

I

S

Q Antennen und Signale

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Beschreibungsansatz Rauschen in Empfangszweigen: wirkt wie omnidirektionale Störer (mehr Störrichtungen als Freiheitsgrade)

Richtcharakteristik Externer Störer – rauschfrei: vollständige Ausblendung Störer plus Empfängerrauschen: unvollständige Ausblendung

optimierte Charakteristik F()

Einfluss von Empfänger-Rauschen 1

sin 

B

0.8 0.6 0.4 0.2 0

rauschfrei (ext. Störer)

-1

-0.5 0 0.5 Richtung =sin

1

Beispiel: Zweiergruppe mit zwei Rauschquellen plus externer Störer aus Richtung B Antennen und Signale

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Messung der Reflexionsdämpfung / Anpassung



Messung des VSWR 1 |  | VSWR  1 |  |

Messung der Reflexionsdämpfung LR 

1 |  |2

-2

Z / Z0  1 Z / Z0  1

30 Reflexionsdämpfung || [dB]

Eingangsimpedanz und Bandbreite Reflexionskoeffizient

25 VSWR

20

~1.2

20dB

15 VSWR

10

VSWR

5 0

~1.9

10dB

~5.8

3dB

0

2 4 6 8 Stehwellenverhältnis VSWR

10

Anpassung (Reziprozität) Spannungsverhältnis U Rx U Tx

e 11 e   2 2   tFS  (1  AUT )  2 11 1  T SA e 1  AUT R e 2 2 2 Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Antennenmessungen

Strahlungsmessungen an Antennen Unbehindert, reflexionsfrei (natürliche / künstliche Umgebung) Definierte Messmethoden (z.B. Fern- vs Nahfeld; Frequenz- vs Zeit-Bereich) Präzise, kalibrierte Messgrößen (Abstände, Leistungen, Phasenzentren, …)

Freiraummessfeld

"Virtuelle Straße„, TU Ilmenau (HMT)

Antennenmesskammer, TU Ilmenau (HMT)

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www.orbitfr.com

Antennenmessanordnungen

Erhöhter Freifeldmessplatz

Planares Nahfeld

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Kompakte Antennenmessanlage (CATR)

Messplatz mit Bodenreflexion

Zylindrisches Nahfeld

Sphärisches Nahfeld

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http://www.cuminglehman.com/pdf/mag.pdf

Rechtwinklige Abschirmkammer

Antennenmessungen

Antennenmessungen in Absorberkammern Reflexionen durch Absorber gedämpft (30...50 dB)

Kammergröße: Fernfeldbedingung, Welligkeit bei Drehung (ruhige Zone: A,  innerhalb Toleranz-Maske)

ECCOSORB® HHP-60-NRL

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http://www.aemi-inc.com/content/standard-absorbers-0

Absorber: Form → Impedanzanpassung für verschiedene Einfallswinkel (Freiraum – Metall), Dicke → Reflektivität (d/ ≈ 0.3…1)

Antennenmessungen Antennen Prof. Dr. M. Hein Sommersemester 2017

Vom Nahfeld zum Fernfeld Nahfeld: reaktiv (gespeicherte Energie) Fernfeld: ebene Wellen (E  H  z)

Rayleigh

Fresnel

Fraunhofer

rff D  2   

2

Elektrisch kleine Antennen: rff/ < 1 Hoher Gewinn: rff/ 1 Beispiel: Parabolantenne

Gparabol

D  2   

2

rff 2  2 Gparabol  

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Quellen von Messungenauigkeiten Hauptunsicherheitsquellen Messaufbau und –anordnung Ruhige Zone, elektrischer Abstand, Kalibrierung, Dynamikbereich (insbes. bei hohen Frequenzen)

After Jeffrey A. Fordham, Microwave Instrumentation Technologies, LLC

Nahfeld Bereich ≈ , Umgebungseinflüsse (z.B. SAR-Messungen) Nicht-Idealitäten Änderung des Phasenzentrums bei Drehung, parasitäre Strahlungsquellen (Kabel), Schattenwurf Positionierer, Kalibrierung

H. Eder, A. Wiedenhofer, http://www.mobilfunkundschule.bayern.de, 2012

Sorgfältige Einrichtung und kritische Analyse Antennenmessungen Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

Antennen Prof. Dr. M. Hein Sommersemester 2017

Beispiel gemessener Richtcharakteristiken U. Schwarz, TU Ilmenau, Dissertation in Vorbereitung (2008)

Doppelsteg-Hornantenne (im Prinzip für große Bandbreiten geeignet)

Antennenmessungen Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Beispiel gemessener Richtcharakteristiken Kommerzielle GNSS-Antenne TallysmanTM TW3870

Elevation

Polar

Kartesisch

Grafische Messwertdarstellung: AUT Studio, www.lisa-analytics.de Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

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Azimut

Nahfeld-Fernfeld-Transformation

60 cm Parabolantenne, Phi=0°, 20 GHz 40

30

30 Gewinn (dBi)

Gewinn (dBi)

60 cm Parabolantenne, Phi=0°, 20 GHz 40

20 10 0 -10 -20 -10

20 10 0 -10

-5

0 Theta (grad)

5

Gemessene Nahfelddaten

10

-20 -10

-5

0 Theta (grad)

5

10

Vergleich zwischen simulierter und gemessener Richtcharakteristik nach Transformation ins Fernfeld

H. Bayer, TU Ilmenau, Dissertation in Vorbereitung (2010)

D/  40  G  42 dBi – 10 log rFF  3200   48 m

Antennenmessungen

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Strahlungseigenschaften im Zeitbereich Bandbreite äußert sich in der Dispersion abgestrahlter Pulse

Resonant (Log-periodisch)

E-Ebene

H-Ebene W. Wiesbeck, „Ultrabreitbandantennen“, Univ. Karlsruhe, 2008

Nicht-resonant (Vivaldi)

Zeit [ns]

Azimut [o] Antennenmessungen Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik Antennen www.tu-ilmenau.de/hmt Prof. Dr. M. Hein Antennen-Messungen Seit 1961 Sommersemester 2017

G/T-Messung mittels Strahlung von Himmelskörpern Berechnungsgrundlage

 PN,    1 P    N,0

Messdaten (Sonne) Leistungsfluss der Sonne Daten täglich aktualisiert Frequenzspezifische Analyse

10

3

10

2

S

G 4 k  2 B Tsys  

http://www.ips.gov.au/Solar/3/4

Solar flux  (f) in "solar flux units"

G – Antennengewinn Tsys – Systemrauschtemperatur  – Leistungsfluss 1 Jansky (Jy) = 10-26 W/m2Hz 1 sfu = 104 Jy

10

22.01.2004 27.01.2006 26.01.2007 10.07.2008 09.07.2009 03.04.2010 29.06.2010 12.07.2011 10.07.2012 08.07.2013 04.07.2014 13.07.2015 11.07.2016

Steady contribution (quiet solar) Learmonth /Australia

1

10

2

Andere astronomische Strahlungsquellen: Cassiopeia A, 3Cxyz, Cygnus A, ... Hochfrequenz- und Mikrowellentechnik www.tu-ilmenau.de/hmt Seit 1961

3

10 Frequency f (MHz)

Antennen Prof. Dr. M. Hein Sommersemester 2017

4

10

Antennenmessungen